JPH02185121A - マイクロ波帯位相同期発振器 - Google Patents
マイクロ波帯位相同期発振器Info
- Publication number
- JPH02185121A JPH02185121A JP1005723A JP572389A JPH02185121A JP H02185121 A JPH02185121 A JP H02185121A JP 1005723 A JP1005723 A JP 1005723A JP 572389 A JP572389 A JP 572389A JP H02185121 A JPH02185121 A JP H02185121A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- resonator
- oscillator
- frequency
- phase
- vco
- Prior art date
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- Pending
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［概要］
マイクロ波帯無線装置等の送信或いは受信に用いられる
マイクロ波帯位相同期発振器に関し、電圧制御発振器の
制御電圧が変化した場合でも位相雑音特性を劣化させな
いようにすることを目的とし、 基準信号を発生する基準発振器と、該基準発振器の出力
とフィードバック信号との位相を比較する位相比較器と
、該位相比較器で位相比較した時の差分を所定ループ定
数を持って直流電圧として出力するループフィルタと、
該ループフィルタの出力レベルに応じた発振周波数信号
を発生する電圧制御発振器と、該電圧制御発振器の出力
を所定の分周比で分周してその出力を前記フィードバッ
り信号とする分周器とにより構成され、前記電圧制御発
振器の制御電圧に対する発振周波数特性を非線形特性と
するように構成する。
マイクロ波帯位相同期発振器に関し、電圧制御発振器の
制御電圧が変化した場合でも位相雑音特性を劣化させな
いようにすることを目的とし、 基準信号を発生する基準発振器と、該基準発振器の出力
とフィードバック信号との位相を比較する位相比較器と
、該位相比較器で位相比較した時の差分を所定ループ定
数を持って直流電圧として出力するループフィルタと、
該ループフィルタの出力レベルに応じた発振周波数信号
を発生する電圧制御発振器と、該電圧制御発振器の出力
を所定の分周比で分周してその出力を前記フィードバッ
り信号とする分周器とにより構成され、前記電圧制御発
振器の制御電圧に対する発振周波数特性を非線形特性と
するように構成する。
【産業上の利用分野］
本発明はマイクロ波帯無線装置等の送信或いは受信に用
いられるマイクロ波帯位相同期発振器に関する。
いられるマイクロ波帯位相同期発振器に関する。
従来よりマイクロ波帯無線伝送の分野ではマイクロ波帯
位相同期発振器（Ｐｈａｓｅ ＬｏｃｋＬｏｏｐ
０ｓｃｉｌｌａｔｏｒ 略してＰＬＯ）が広く用いら
れてる。この種のＰＬＯでは、基準発振器（例えばｐｐ
ｍ以下の安定度を有する水晶発振器）と等しい安定度を
容易に得ることができる。このため、各種無線機器等に
広く用いられている。特に、近年マイクロ波帯多重無線
の多値化（例えば２５６ＱＡＭ方式）に伴い、周囲温度
の変動及び経時変化によっても常に高安定及び低（位相
）雑音特性を実現できるＰＬＯが必要となってきている
。
位相同期発振器（Ｐｈａｓｅ ＬｏｃｋＬｏｏｐ
０ｓｃｉｌｌａｔｏｒ 略してＰＬＯ）が広く用いら
れてる。この種のＰＬＯでは、基準発振器（例えばｐｐ
ｍ以下の安定度を有する水晶発振器）と等しい安定度を
容易に得ることができる。このため、各種無線機器等に
広く用いられている。特に、近年マイクロ波帯多重無線
の多値化（例えば２５６ＱＡＭ方式）に伴い、周囲温度
の変動及び経時変化によっても常に高安定及び低（位相
）雑音特性を実現できるＰＬＯが必要となってきている
。
［従来の技術Ｊ
第５図はＰＬＯ（ここでは直接分周方式を示す）の従来
構成例を示す図である。図において、１は基準信号を発
生する基準発振器、２は該基準発振器１の出力とフィー
ドバック信号との位相を比較する位相比較器、３は該位
相比較器２で位相比較した時の差分を所定ループ定数を
持って直流電圧として出力するループフィルタである。
構成例を示す図である。図において、１は基準信号を発
生する基準発振器、２は該基準発振器１の出力とフィー
ドバック信号との位相を比較する位相比較器、３は該位
相比較器２で位相比較した時の差分を所定ループ定数を
持って直流電圧として出力するループフィルタである。
４は該ループフィルタ３の出力レベルに応じたマイクロ
波帯の周波数信号を発生する電圧制御発振器（Ｖ。
波帯の周波数信号を発生する電圧制御発振器（Ｖ。
ｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ０ｓｃｉｌｌ
ａｔｏｒ ＶＣＯと略される）、５は該ＶＣＯ４の出
力を所定の分周比で分周してその出力を前記フィードバ
ック信号とする分周器である。分周器５には、発振出力
を予め大まかに分周するマイクロ波帯プリスケーラが含
まれている。
ａｔｏｒ ＶＣＯと略される）、５は該ＶＣＯ４の出
力を所定の分周比で分周してその出力を前記フィードバ
ック信号とする分周器である。分周器５には、発振出力
を予め大まかに分周するマイクロ波帯プリスケーラが含
まれている。
このように構成された回路において、基準発振器１から
出力された基準周波数ｆｒの信号は、続く位相比較器２
に入り、分周器５からフィードバックされてくる信号と
の位相比較を行う。比較の結果得られた差分信号は、ル
ープフィルタ３に入って直流信号に変換される。変換さ
れた直流信号は制御信号ＶＣとしてＶＣＯ４に入り、入
力信号Ｖｃに応じた周波数ｆｏの発振を行う。
出力された基準周波数ｆｒの信号は、続く位相比較器２
に入り、分周器５からフィードバックされてくる信号と
の位相比較を行う。比較の結果得られた差分信号は、ル
ープフィルタ３に入って直流信号に変換される。変換さ
れた直流信号は制御信号ＶＣとしてＶＣＯ４に入り、入
力信号Ｖｃに応じた周波数ｆｏの発振を行う。
この発振周波数は、分周器５に入り該分周器５の分周に
より基準発振周波数と等しい周波数となるべく、所定の
分周比Ｍで分周される。つまり、分周器５の分周比をＭ
としてｆｒ−ｆｏｘ（１／Ｍ）の関係が成立するように
分周比Ｍを決定する。
より基準発振周波数と等しい周波数となるべく、所定の
分周比Ｍで分周される。つまり、分周器５の分周比をＭ
としてｆｒ−ｆｏｘ（１／Ｍ）の関係が成立するように
分周比Ｍを決定する。
分周された分周器５の出力は位相比較器２に入って基準
信号との位相比較が行われる。そして、最終的には位相
比較器２の出力がゼロになるようにＶＣＯ４を制御する
。
信号との位相比較が行われる。そして、最終的には位相
比較器２の出力がゼロになるようにＶＣＯ４を制御する
。
一般に、Ｃバンド以上のｖＣＯでは、高安定。
低雑音特性を実現するために、第６図に示すような主共
振器としてマイクロ波帯で高いＱ（８０００以上）を有
する誘電体共振器が用いられる。図において、１１は誘
電体共振器により実現される主共振器、１２は副共振器
である。主共振器１１と副共振器１２間の結合係数をｋ
とする。副共振器１２側には、可変容量ダイオード（バ
ラクタダイオードともいう）１２ａが接続されている。
振器としてマイクロ波帯で高いＱ（８０００以上）を有
する誘電体共振器が用いられる。図において、１１は誘
電体共振器により実現される主共振器、１２は副共振器
である。主共振器１１と副共振器１２間の結合係数をｋ
とする。副共振器１２側には、可変容量ダイオード（バ
ラクタダイオードともいう）１２ａが接続されている。
ＶＣＯ４の発信周波数ｆｏは、副共振器１２を主共振器
１１に磁気的に結合係数にで結合させ、可変容量ダイオ
ード１２ａの容量を電気的に変化させることによって、
制御可能である。
１１に磁気的に結合係数にで結合させ、可変容量ダイオ
ード１２ａの容量を電気的に変化させることによって、
制御可能である。
第７図はこのような回路構成（二重共振回路という）に
より得られるｖＣＯの変調特性の一例を示す図である。
より得られるｖＣＯの変調特性の一例を示す図である。
図において、縦軸は発信周波数ｆＯ１横軸は制御電圧Ｖ
ｃである。制御電圧Ｖｃに対する発信周波数ｆｏの変化
の割合Δｆｏ／ΔＶＣは変調感度Ｋｖ（単位Ｈｚ／Ｖ）
と呼ばれている。この変調感度Ｋｄは、ｖＣＯを変調器
として使用する場合は変調特性の直線性が問題になり、
Ｖｃの値の如何に拘らず一定となることが要求される。
ｃである。制御電圧Ｖｃに対する発信周波数ｆｏの変化
の割合Δｆｏ／ΔＶＣは変調感度Ｋｖ（単位Ｈｚ／Ｖ）
と呼ばれている。この変調感度Ｋｄは、ｖＣＯを変調器
として使用する場合は変調特性の直線性が問題になり、
Ｖｃの値の如何に拘らず一定となることが要求される。
しかしながら、単一の周波数を発信するだけのＰＬＯで
はその直線性はさほど問題とならず、ｖＣＯの周囲温度
、経時変化等による変動分を補正できる程度のｖＣＯの
変調感度Ｋｖが得られるように設計される。
はその直線性はさほど問題とならず、ｖＣＯの周囲温度
、経時変化等による変動分を補正できる程度のｖＣＯの
変調感度Ｋｖが得られるように設計される。
［発明が解決しようとする課題］
従来のＰＬＯ中のｖＣＯは第７図に示すようなほぼ直線
に近い変調特性を有するように設計されている。ところ
で、可変容量ダイオードの容量ＣＶはダイオードの逆方
向電圧ＶＲ（ＰＬＯでは制御電圧Ｖｃに対応する）、接
触電位差φ、容量変化率γによって、次式のように表わ
すことができる。
に近い変調特性を有するように設計されている。ところ
で、可変容量ダイオードの容量ＣＶはダイオードの逆方
向電圧ＶＲ（ＰＬＯでは制御電圧Ｖｃに対応する）、接
触電位差φ、容量変化率γによって、次式のように表わ
すことができる。
ＣｖＯｃ （Ｖ＊ ＋φ）−（１）
従って、逆方向電圧ｖＲの低い方で、つまり制御電圧Ｖ
ｃの小さい方で可変容量ダイオードｄ容量Ｃｖは増大す
る。このため、その損失が増すこととなり、Ｃｖの性能
指数Ｑが劣化することになる。また、第６図に示すよう
に可変容量ダイオード１２ａで構成される副共振器１２
は、主共振器１１に対する負荷となり、副共振器１２の
Ｑは主共振器のＱと比べて低いため、主共振器１１と副
共振器１２の結合が強い捏、ｖＲの低い方で共振器全体
のＱが落ち、位相・雑音特性が劣化するという問題があ
った。
ｃの小さい方で可変容量ダイオードｄ容量Ｃｖは増大す
る。このため、その損失が増すこととなり、Ｃｖの性能
指数Ｑが劣化することになる。また、第６図に示すよう
に可変容量ダイオード１２ａで構成される副共振器１２
は、主共振器１１に対する負荷となり、副共振器１２の
Ｑは主共振器のＱと比べて低いため、主共振器１１と副
共振器１２の結合が強い捏、ｖＲの低い方で共振器全体
のＱが落ち、位相・雑音特性が劣化するという問題があ
った。
本発明はこのような課題に鑑みてなされたものであって
、ｖＣＯの制御電圧が変化した場合でも位相雑音特性を
劣化させないようにしたマイクロ波帯位相同期発振器を
提供することを目的としている。
、ｖＣＯの制御電圧が変化した場合でも位相雑音特性を
劣化させないようにしたマイクロ波帯位相同期発振器を
提供することを目的としている。
［課題を解決するための手段］
第１図は本発明の原理ブロック図である。第５図と同一
のものは、同一の符号を付して示す。図において、第５
図と異なる点は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）として、制
御電圧に対する発振周波数特性を非線形特性とした電圧
制御発振器１５を用いた点である。その他の構成例は、
第５図の従来例と同じである。
のものは、同一の符号を付して示す。図において、第５
図と異なる点は、電圧制御発振器（ＶＣＯ）として、制
御電圧に対する発振周波数特性を非線形特性とした電圧
制御発振器１５を用いた点である。その他の構成例は、
第５図の従来例と同じである。
〔作用Ｊ
制御電圧Ｖｃに対する発振周波数特性として第２図のＡ
２に示すようなＶｃの小さい領域で変調感度Ｋｄが大と
なるような非線形特性を有するＶＣＯを用いる。ＰＬＯ
の位相・雑音特性を決定づけるループ定数である固有振
動数ωＮは、次式で表わされる。
２に示すようなＶｃの小さい領域で変調感度Ｋｄが大と
なるような非線形特性を有するＶＣＯを用いる。ＰＬＯ
の位相・雑音特性を決定づけるループ定数である固有振
動数ωＮは、次式で表わされる。
ωＮ−
（（Ｋｖ−Ｋｄ）／（ｒ・Ｍ））”２ （２）ここで
、Ｋｖ；ＶＣＯの変換利得 （ｒａｄ／Ｖｓ） Ｋｄ；位相比較器２の変換利得 （Ｖ／ ｒ ａ ｄ） τ ；２次アクティブフィルタの時 定数 Ｍ ；分周器５の分周比 この式より固有振動数ωＮは、／ＴＶに比例することが
分かる。
、Ｋｖ；ＶＣＯの変換利得 （ｒａｄ／Ｖｓ） Ｋｄ；位相比較器２の変換利得 （Ｖ／ ｒ ａ ｄ） τ ；２次アクティブフィルタの時 定数 Ｍ ；分周器５の分周比 この式より固有振動数ωＮは、／ＴＶに比例することが
分かる。
一方、ω９に対する雑音圧縮特性は第３図に示すように
、ωが高くなる程圧縮効率が向上する。
、ωが高くなる程圧縮効率が向上する。
図において、縦軸は位相・雑音（ｄＢ／Ｈｚ）、横軸は
ＶＣＯ１５の発振周波数のｆｏからのオフセット（ずれ
単位Ｈｚ）を示す。曲線Ａ３（対応する固有振動数ω
Ｎ＋）からＡ４ （対応する固有振動数ωＮ２）へと、
オフセット周波数が大きくなる程、位相・雑音は減少し
ている。そこで、Ｖｃが小さくなって雑音時性が低下す
るのを変換利得Ｋｄを第２図に示すように上げてやり、
それにより固有振動数ωを高くしてやることにより、雑
音を圧縮することができる。
ＶＣＯ１５の発振周波数のｆｏからのオフセット（ずれ
単位Ｈｚ）を示す。曲線Ａ３（対応する固有振動数ω
Ｎ＋）からＡ４ （対応する固有振動数ωＮ２）へと、
オフセット周波数が大きくなる程、位相・雑音は減少し
ている。そこで、Ｖｃが小さくなって雑音時性が低下す
るのを変換利得Ｋｄを第２図に示すように上げてやり、
それにより固有振動数ωを高くしてやることにより、雑
音を圧縮することができる。
［実施例］
以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明する
。
。
第４図は本発明の一実施例の要部構成例を示す図で、反
射形の電圧制御発振器（Ｖ ＣＯ）の回路図を示してい
る。その他のＰＬＯの構成要素は、従来例と全く同様で
ある。図において、２０は誘電体共振器（ＤＲと略され
る）である。Ｌｌは主共振器用の主共振線路、Ｌ２は副
共振器用の副共振線路である。これら主共振線路Ｌ１及
び副共振線路Ｌ２としては、具体的にはマイクロストリ
ップ線路が用いられる。主共振線路Ｌ１の一方の端はコ
ンデンサＣ１及び抵抗Ｒの直列回路により接地されてお
り、他方の端には発振用のトランジスタＴＲが接続され
ている。２１は該トランジスタＴＲにより駆動される整
合回路で、出力を損失なく取り出すためのものである。
射形の電圧制御発振器（Ｖ ＣＯ）の回路図を示してい
る。その他のＰＬＯの構成要素は、従来例と全く同様で
ある。図において、２０は誘電体共振器（ＤＲと略され
る）である。Ｌｌは主共振器用の主共振線路、Ｌ２は副
共振器用の副共振線路である。これら主共振線路Ｌ１及
び副共振線路Ｌ２としては、具体的にはマイクロストリ
ップ線路が用いられる。主共振線路Ｌ１の一方の端はコ
ンデンサＣ１及び抵抗Ｒの直列回路により接地されてお
り、他方の端には発振用のトランジスタＴＲが接続され
ている。２１は該トランジスタＴＲにより駆動される整
合回路で、出力を損失なく取り出すためのものである。
副共振線路Ｌ２にはコンデンサＣ２とコイルＬの直列回
路が接続されており、コンデンサＣ２とコイルＬとの接
続点には可変容量ダイオード（バラクタダイオードとも
いう）ｖＴ）が接続され、該可変容量ダイオードＶＤの
他端は接地されている。
路が接続されており、コンデンサＣ２とコイルＬとの接
続点には可変容量ダイオード（バラクタダイオードとも
いう）ｖＴ）が接続され、該可変容量ダイオードＶＤの
他端は接地されている。
コイルＬの他端には、周波数制御用の制御電圧ＶＣが人
力されている。
力されている。
誘電体共振器２０は主共振線路Ｌ１と結合し、共振周波
数ω１の主共振器を構成する。一方、副共振線路Ｌ２は
その長さｇがλ／４より長いため誘導成分（インダクタ
ンス成分）を有しており、可変容量ダイオードＶＤと共
に共振周波数ω２の副共振器を構成する。このように、
図に示す回路は主共振器と副共振器とで構成されている
ため、二重共振回路方式のｖＣＯと言われる。このよう
に構成された回路の動作を説明すれば、以下のとおりで
ある。
数ω１の主共振器を構成する。一方、副共振線路Ｌ２は
その長さｇがλ／４より長いため誘導成分（インダクタ
ンス成分）を有しており、可変容量ダイオードＶＤと共
に共振周波数ω２の副共振器を構成する。このように、
図に示す回路は主共振器と副共振器とで構成されている
ため、二重共振回路方式のｖＣＯと言われる。このよう
に構成された回路の動作を説明すれば、以下のとおりで
ある。
周波数制御電圧Ｖｃが副共振器側に入力されると、可変
容量ダイオードＶＤの容量はＶｃに応じて変化する。こ
の結果、副共振器の発振周波数ω２が変化する。一方、
この副共振器は、誘電体共振器２０と結合して図に示す
ｖＣＯの発振周波数ω。を変化させる。つまり、副共振
器の発振周波数の変化は主共振周波数ω、を変化させ、
結果としてｖＣＯの発振周波数ω。を変化させることに
なる。
容量ダイオードＶＤの容量はＶｃに応じて変化する。こ
の結果、副共振器の発振周波数ω２が変化する。一方、
この副共振器は、誘電体共振器２０と結合して図に示す
ｖＣＯの発振周波数ω。を変化させる。つまり、副共振
器の発振周波数の変化は主共振周波数ω、を変化させ、
結果としてｖＣＯの発振周波数ω。を変化させることに
なる。
ここで、可変容量ダイオードＶＤの容量の変化は、（１
）式に示すように制御電圧ＶＣ（ＶＲ）により変化する
が、Ｖｃが高くなるにつれてその変化量は小さくなる。
）式に示すように制御電圧ＶＣ（ＶＲ）により変化する
が、Ｖｃが高くなるにつれてその変化量は小さくなる。
従って、通常はリニアな変調特性は得られない。しかし
ながら上述したような二重共振回路の構成を有するｖＣ
Ｏでは、ω０〉ω、〉ω２の条件下では、良い線形特性
を得ることができる（小検出； “バラクタダイオード
によるガン発振器の周波数変調” 通信学会論（Ｂ）、５６−Ｂ、１０．Ｐ４２３（昭４８
−１０）） 更に、前記条件よりももっと低い副共振器の発振周波数
を選ぶことにより、可変容量ダイオードＶＤの特性が見
え、第２図のＡ２のような変調特性を持たせることが可
能になる。
ながら上述したような二重共振回路の構成を有するｖＣ
Ｏでは、ω０〉ω、〉ω２の条件下では、良い線形特性
を得ることができる（小検出； “バラクタダイオード
によるガン発振器の周波数変調” 通信学会論（Ｂ）、５６−Ｂ、１０．Ｐ４２３（昭４８
−１０）） 更に、前記条件よりももっと低い副共振器の発振周波数
を選ぶことにより、可変容量ダイオードＶＤの特性が見
え、第２図のＡ２のような変調特性を持たせることが可
能になる。
一般的に、ＶＣＯの発振周波数が外部条件によって高い
周波数の方へずれ、それを下げるためにＶｃを小さくす
るようなネガティブフィードバック制御を行うとＶＣＯ
の雑音特性が通常は劣化する。しかしながら第４図に示
す実施例によれば、ＰＬＯの固有振動数ω９が変調感度
Ｋｄが高くなることにより上がり、この結果第３図に示
すように雑音を圧縮する。従って、常に一定の位相・雑
音特性を得ることができる。
周波数の方へずれ、それを下げるためにＶｃを小さくす
るようなネガティブフィードバック制御を行うとＶＣＯ
の雑音特性が通常は劣化する。しかしながら第４図に示
す実施例によれば、ＰＬＯの固有振動数ω９が変調感度
Ｋｄが高くなることにより上がり、この結果第３図に示
すように雑音を圧縮する。従って、常に一定の位相・雑
音特性を得ることができる。
上述の実施例では、電圧制御発振器（ＶＣＯ）の制御電
圧に対する発振周波数特性を非線形特性とするために、
可変容量ダイオードを用いた。しかしながら、本発明は
これに限るものではなくｖＣＯの制御電圧に対する発振
周波数特性を第２図に示すように非線形特性とすること
ができるものであれば、どのような方式を用いてもよい
。
圧に対する発振周波数特性を非線形特性とするために、
可変容量ダイオードを用いた。しかしながら、本発明は
これに限るものではなくｖＣＯの制御電圧に対する発振
周波数特性を第２図に示すように非線形特性とすること
ができるものであれば、どのような方式を用いてもよい
。
［発明の効果］
以上、詳細に説明したように、本発明によればＰＬＯ内
の発振周波数を一定にするためにＶＣＯの制御電圧Ｖｃ
が変化した場合でも雑音特性を劣化させることなく安定
した発振出力を得ることができるマイクロ波帯位相同期
発振器を提供することができる。
の発振周波数を一定にするためにＶＣＯの制御電圧Ｖｃ
が変化した場合でも雑音特性を劣化させることなく安定
した発振出力を得ることができるマイクロ波帯位相同期
発振器を提供することができる。
第１図は本発明の原理ブロック図、
第２図はｖＣＯの変調特性例を示す図、第３図はＰＬＯ
の位相雑音特性を示す図、１３４図は本発明の一実施例
の要部構成例を示す図、 第５図は位相同期発振器の従来構成例を示す図、第６図
は電圧制御部の等価回路例を示す図、第７図はｖＣＯの
変調特性例を示す図である。 第１図において、 １は基準発振器、 ２は位相比較器、 ３はループフィルタ、 ５は分周器、 １５は電圧制御発振器である。
の位相雑音特性を示す図、１３４図は本発明の一実施例
の要部構成例を示す図、 第５図は位相同期発振器の従来構成例を示す図、第６図
は電圧制御部の等価回路例を示す図、第７図はｖＣＯの
変調特性例を示す図である。 第１図において、 １は基準発振器、 ２は位相比較器、 ３はループフィルタ、 ５は分周器、 １５は電圧制御発振器である。
Claims (2)
- （１）基準信号を発生する基準発振器（１）と、該基準
発振器（１）の出力とフィードバック信号との位相を比
較する位相比較器（２）と、該位相比較器（２）で位相
比較した時の差分を所定ループ定数を持って直流電圧と
して出力するループフィルタ（３）と、 該ループフィルタ（３）の出力レベルに応じた発振周波
数信号を発生する電圧制御発振器（１５）と、 該電圧制御発振器（１５）の出力を所定の分周比で分周
してその出力を前記フィードバック信号とする分周器（
５）とにより構成され、 前記電圧制御発振器（１５）の制御電圧に対する発振周
波数特性を非線形特性としたことを特徴とするマイクロ
波帯位相同期発振器。 - （２）前記電圧制御発振器（１５）として主共振器と副
共振器を用いた二重共振回路方式を用い、発振特性を誘
電体共振器と可変容量ダイオードからなる二重共振回路
の副共振周波数、結合度を変えることにより非線形とし
たことを特徴とする請求項１記載のマイクロ波帯位相同
期発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1005723A JPH02185121A (ja) | 1989-01-12 | 1989-01-12 | マイクロ波帯位相同期発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1005723A JPH02185121A (ja) | 1989-01-12 | 1989-01-12 | マイクロ波帯位相同期発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02185121A true JPH02185121A (ja) | 1990-07-19 |
Family
ID=11619039
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1005723A Pending JPH02185121A (ja) | 1989-01-12 | 1989-01-12 | マイクロ波帯位相同期発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02185121A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100563595B1 (ko) * | 2002-03-21 | 2006-03-23 | 주식회사 서일하이텍 | 유전체 공진기를 이용한 고주파신호 발생기 |
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1989
- 1989-01-12 JP JP1005723A patent/JPH02185121A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100563595B1 (ko) * | 2002-03-21 | 2006-03-23 | 주식회사 서일하이텍 | 유전체 공진기를 이용한 고주파신호 발생기 |
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