JPH02189489A - 連続送受信レーダー - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は例えば連続波（Ｃ１’１）レーダーのような連
続的に送受信するレーダーに関連し、さにら特定すると
そのようなレーダーの（さもなければフィードスルーと
して知られている）漏洩の抑制に関連している。

（背景技術） 漏洩信号あるいはフィードスルー信号は受信機の感度を
損なう飽和および／または受信機の感度の劣化となるレ
ーダー受信機に直接フィードされる送信エネルギの伝壜
されない部分を構成している。

レーダーハンドブック（編集者エム・アイ・スコルニッ
ク［Ｍ、１．５ｋｏｌｎｉｋ］　、：、−ヨーク、１９
７０年）は頁１６−１８および１６−１９においてダイ
ナミックキャンセラーを使用するフィードスルーの最少
化を議論している。すべてのダイナミックキャンセラー
は送信機から取られたマイクロ波周波数における信号の
適当な振幅と位相の合成に依存している。これらの頁は
またマイクロ波フィードスルー相殺（ｃａｎｃｅｌｌａ
ｔｉｏｎ）が飽和を妨げかつＡＭ雑音の効果を最少化す
る主要な評価（ｏｆ　ｐｒｉｎｃｉｐａｌｖａｌｕｅ　
）であることを述べている。相関効果のために、フィー
ドスルーにより生成されたＦＭ雑音は受信機で相殺され
る傾向がある。クラッタ−により生成された近接ＡＭお
よびＦＭ雑音（ｎｅａｒ−ｉｎ　ＡＭａｎｄ　ＦＭ　ｎ
ｏｉｓｅ　）はまたフィートスルーサーホニより有利に
低減される。と言うのは搬送波を零にすること（ｎｕｌ
ｌｉｎｇ）で、その起源がどんなであっても無相関間隔
（ｄｅｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ　１ｎｔｅｒｖａ１）が
短い限り自動的に両側波帯を除去するからである。

長レンジからのクラッタ−信号は本質的に無相関の八Ｍ
およびＦＭ雑音の双方を有し、そしてこれらの信号のフ
ィードスルーを零にすることはそれらの偏移をファクタ
ー２だけ、あるいはそれらの電力をファクター４だけ増
大しよう。

漏洩信号に存在する雑音側波帯の効果を相殺する方法は
英国特許明細書第２１４７４７３　Ｂ号（特願昭第５９
−２００．６９６号）に開示されており、これはｃｔ＋
＋し一ダーシステムのＦＭ雑音低減の方法を記載してい
る。これらのシステムはマスター発振器と、発振器から
導かれたＲＦ倍信号送信し、かつ戻り信号（ｒｅｔｕｒ
ｎ　ｓｉｇｎａ１）を受信する手段と、局部発振器ポー
トと信号ポートを有するミキサーを具えている。局部発
振器信号はマスター発振器信号の部分を連結することに
より得られている。漏洩信号は局部発振器信号の伝搬通
路に沿っていないミキサーの信号ポートに到達し、かつ
例えば送信手段に供給された信号の反射によりシステム
の外部から反射されること無しに到達できる。漏洩信号
のＦＭ雑音によるミキサー中の雑音を最少化するために
、マスター発振器から局部発振器ポートと、局部発振器
信号および漏洩信号それぞれの伝搬通路のミキサーの信
号ポートまでのシステムの動作周波数範囲にわたる電気
長は、例えば局部発振器信号通路に遅延ラインを含むこ
とにより実質的に等しくできる。ＦＭ雑音電力が搬送波
周波数（すなわち送信周波数）からのオフセットの増大
と共に減少するから、雑音低減のこの既知の方法は低い
中間周波数（ＩＦ）における雑音の軽減に特に適してい
る。その上、雑音低減システムは現行の利用可能な発振
器がむしろ雑音の多くなり安いミリメートル波範囲の周
波数で特に有利である。

（発明の開示） 本発明の目的は連続送受信レーダーの漏洩信号と相殺信
号との間の位相エラーと振幅エラーを最少化することに
より漏洩信号を実効的に相殺することである。

本発明の第１の形態によると、ほぼ連続的に動作可能な
送信機、ほぼ連続的に動作可能な受信機、送信信号を放
射しかつ少なくとも戻り信号を受信する信号処理手段、
および信号処理手段から受信機への信号通路で漏洩信号
を相殺する反射電力キャンセラー回路（ｒｅｆｌｅｃｔ
ｅｄ　ｐｏｗｅｒ　ｃａｎｃｅｌｌｅｒｃｉｒｃｕｉｔ
）を具えるレーダーであって、ここで受信機は直交した
出力信号を生成する第１および第２ミキサー、信号処理
手段からの信号通路に結合された第１入力を有する第１
および第２ミキサー、送信機出力から局部発振器信号を
導く手段に結合された第２入力、上記の第１および第２
入力の１つに印加された信号の１つを直交位相シフトし
かつ出力する手段を具え、ここで反射電力キャンセラー
回路は送信機出力に結合された入力と、上記の入力に結
合されたベクトル変調器と、動作中に信号処理手段から
の信号通路に結合されている出力にキャンセル信号を生
成するベクトル変調器を有し、かつここでベクトル変調
器に直交制御ベクトルを供給し、第１および第２ミキサ
ーの出力の漏洩の最少化に基づいて第１および第２ミキ
サーの出力から導かれた少なくとも一対の直交した制御
ベクトルを最適化する手段を供給し、かつ最適制御ベク
トルをベクトル変調器に供給する、第１および第２ミキ
サーにの出力にそれぞれ結合された第１および第２入力
を有する制御ループが備えられている。

本発明の一実施例では、ベクトル変調器は第１および第
２アナログ制御２位相発振器（ａｎａｌｏｇｕｅｃｏｎ
ｔｒｏｌｌｅｄ　ｂｉｐｈａｓｅ　ｍｏｄｕｌａｔｏｒ
）を具えている。

通常、２位相変調器はディジタル的に制御されているが
、しかしアナログ信号によるそのような変調器の制御は
生成すべき有効かつ相対的に安価なベクトルを可能にす
ることが見いだされている。

本発明の代案の一実施例において、ベクトル変調器は４
つの電圧制御減衰器（ｖｏｌｔａｇｅ　ｃｏｎｔｒｏｌ
ｌｅｄ　ａｔｔｅｎｕａｔｏｒ）により構成された４つ
の直交ベクトル変調器である。

所望なら、制御ベクトルを最適化する手段は、式 ％式％ をシミュレートする手段を具え、ここで■。とＱｃは制
御ベクトルであり、１１とＱ、は第１および第２ミキサ
ーからの出力であり、かつφは反射電力キャンセラー回
路の位相エラーである。

代案として、制御ベクトルの最適化手段は第１および第
２ミキサーの出力から制御ベクトルを合成する手段と、
直交した制御ベクトルの一対あるいは第１および第２ミ
キサーの出力で漏洩の最少化に基づいてこれらの合成さ
れたものからの各ペアー間で９０度の相対位相差を有す
る４つの制御ベクトルのいずれかを選択する手段を具え
ている。

制御ベクトルを合成する手段は第１および第２ミキサー
の出力および上記の出力の反転形を導く手段を具えてい
る。

選択手段は第１および第２ミキサーの出力で信号のレベ
ルを決定する手段と、適当な制御ベクトルを選択する上
記の信号の決定されたレベルに応答する制御手段を具え
ている。　本発明の第２の形態によると、ほぼ連続的に
動作可能な送信器、ほぼ連続的に動作可能な受信器、お
よび送信信号を同時に放射しかつ戻り信号を同時に受信
する信号動作手段を具えるレーダーの漏洩の効果を減少
する方法が備えられ、該方法は送信された信号の部分を
導き、その位相と振幅が搬送波漏洩のそれにほぼ対応す
るよう調整されている相殺信号を形成する上記の部分を
用い、信号伝搬手段からの信号通路に存在する搬送波漏
洩から相殺信号を減算し、同相中間周波（１１）と直交
位相中間周波（Ｑ、）を形成するために戻り信号と任意
の残留漏洩信号を周波数ダウン変換し、中間周波から同
相および直交した制御ベクトルを合成し、中間周波の漏
洩を最少化する制御ベクトルの少なくとも直交したペア
ーを最適化し、かつ相殺信号の位相と振幅を調整するた
めに最適化制御ベクトルを使用している。

最適化された制御ベクトルは一対の２位相変調器かある
いは４つの電圧制御減衰器を具える４象限ベクトル変調
器（ｆｏｕｒ−ｑｕａｄｒａｎｔ　ｖｅｃｔｏｒｍｏｄ
ｕｌａｔｏｒ　）のアナログ制御に使用できる。

本発明を添付図面を参照し、実例によって説明する。

（実施例） 図面において、同じ参照記号は対応する形態を示すため
に使用されている。

第１図に示されたＣＷレーダーは送信信号と受信信号を
分離するのに役立っている例えばサーキュレータ−１４
のような非相反手段によりアンテナ１２に信号を送る送
信機１０を具えている。受信機フロントエンドは３ｄＢ
電力分割器（ｐｏｗｅｒ　ｄｉｖｉｄｅｒ）１６により
構成され、かつ第１および第２ミキサー１８、２０がサ
ーキュレータ−１４を介してによりアンテナ１２に接続
されている。ミキサー１８．２０対する直交した局部発
振器信号は直交位相分離器（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ｐ
ｈａｓｅ　５ｐｌｉｔｔｅｒ）　２４に接続されている
第１方向性結合器２２を用いて送信信号から導かれてい
る。

これまで説明されたレーダーの動作は既知でありかつ直
接的である。送信機ｌＯは連続波信号を送信し、これは
レーダーのレンジ内の対象物から反射される。反射され
た信号すなわち戻り信号はアンテナ１２により検出され
、かつサーキュレータ１４により復元のために受信機フ
ロントエンドに向けられる。受信信号の電力は送信信号
の電力より小さく、相対値は対象物のレンジに関連して
いる。

所望なら、送信すべき信号は周波数範囲にわたって連続
的にスイープする信号内で周波数変調されてもよい。

このタイプのレーダーによる問題は送信機電力の小さい
部分が最初に送信されること無くサーキュレータ１４と
アンテナ１２の不整合により受信機フロントエンドに漏
洩することである。この漏洩は、もし十分高い信号電力
を有するなら、受信機の感度を劣化できる。

漏洩のこれらの効果を低減するか除去するために、反射
電力キャンセラー回路が備えられている。

この回路は送信信号を連続的にサンプルする第２方向性
結合器２６を具えている。最終的には相殺信号として機
能するサンプルされた信号はベクトル変調器２８に供給
され、これは搬送波漏洩を最少にするよう信号の位相と
振幅を調整する。そのように形成された相殺信号はサー
キュレータ１４から電力分割器１６への通路にある第３
方向性結合器３０に供給される。第３方向性結合器３０
はサーキュレータ１４からの信号通路に存在する漏洩信
号から相殺信号を引算することにより引算器として機能
する。

制御ループは受信機フロントエンド、すなわちミキサー
１８．２０とベクトル変調器２８の間に備えられている
。制御ループはベクトル発生器３２を含み、これは漏洩
信号搬送波レベルの残留レベルを示す低周波信号■１お
よびＱｌ　に応答して、制御デバイス３４．３６にそれ
ぞれ印加されている制御信号ＩＣおよびＱｃを生成する
。制御デバイス３４．３６はベクトル変調器２８を正し
く駆動するために電圧レベルを調整し、換言すればそれ
らは利得と何らかの必要なオフセットを与え、かつルー
プの周波数応答を制御する。制御デバイス３４．３６に
よって生成された制御信号■。およびＱｃはベクトル変
調器２８の各制御入力に印加され、検出された漏洩信号
のレベルを最少化するよう閉制御ループを形成する。制
御ループで低い周波数の信号を使用することは漏洩信号
中に存在する搬送波の残留レベルを相殺する効果のある
狭帯域を有することを可能にする。もし制御ループがも
っと広い帯域幅のループであったなら、希望する信号な
らびに希望しない信号が相殺される可能性が存在する。

漏洩を相殺するために、相殺信号の振幅のみならずその
位相も制御されなければならない。ミキサー１８．２０
は導かれた局部発振器信号と同相および直交しているそ
れらの入力における入力信号の成分の振幅を表している
信号Ｉ＝、Ｑ＋　を与える。

ベクトル変調器２８は第３方向性結合器３０に印加され
た相殺信号の１およびＱ成分を別々に制御する２つの別
々のセクションからなっている。実際には漏洩システム
の１およびＱ成分を別々に相殺する２つの別々の制御ル
ープが形成されている。

２つの制御ループを有するという問題は、大きな位相エ
ラーとそれらの間の直交性からの大きな偏移が制御ルー
プの性能を劣化し、不安定性に導くことである。他方、
小さいエラーはループの負帰還によって訂正できる。限
界値は９０度の位相エラーであり、４５度以下のエラー
はループ性能の小さい劣化を生成するのみである。

例えばベクトル変調器２８のＩチャネルによって制御さ
れた信号がミキサー１８からＩ出力を生じることを保証
するために、相殺信号に対する回路部分２２．２６．２
８．３０．１６．１８の間、および局部発振器信号に対
する回路部分２２．２４．１８の間の差分通路長（ｄｉ
ｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　ｐａｔｈ　ｌｅｎｇｔｈ）は波
長の整数倍でなければならない。同様な考察はＱチャネ
ルについても適用される。

例示として、９　Ｇ）Ｉｚのマイクロ波周波数では４５
度の許容位相エラーは２．５ｍｍの通路長エラーに相当
する。この許容度は容易には達成されず、もし差分通路
長が数波長の長さであるなら、差分位相（ｄｉｆｆｅｒ
ｅｎｔｉａｌ　ｐｈａｓｅ）はもし送信機周波数が変化
されるなら変化しよう。実際には反射電力キャンセラー
はケーブル長を調整することにより各ユニ７）で工場調
整される必要があろう。これは時間が掛かり、従って費
用の掛かる仕事である。

ベクトル発生器３２の準備は回路のマイクロ波部分にお
けるよりはむしろ低周波制御回路における位相を調整す
る手段を与える。調整は製造上簡単に具体化でき所望に
より自動的に再調整できる簡単な態様で実行できる。

第２図を参照すると、ベクトル■１とＱｌ　は各ミから
純粋の１出力とＱ出力を与えるミキサー１８と２０への
入力を表している。Ｉ２とＱ２はベクトル変調器２８か
らの純粋のＩおよびＱ出力の位相ベクトルを表している
。ベクトル間の角度φは回路の位相エラーを表している
。このエラーはベクトルを一致させるようマイクロ波通
路長を調整することにより除去できる。しかし指摘され
たようにそのような調整はクリチカルである。

ベクトル発生器３２はミキサー１８と２０のＩ出力およ
びＱ出力の組合せからベクトル変調器２８を制御する適
当なベクトルを合成する。実際にはこれは局部発振器通
路長を変化することと同じであるが、しかし次の関数 Ｉ　ｃ　”　Ｉ　ＩＣ０Ｓφ十Ｑ、ｓｉｎφＱｃ　＝Ｑ
、ｃｏＳφ−■、ｓｉｎφ を発生することにより行える。ここでφは位相エラーで
ある。

これらの式はＩ２．Ｑ２に平行な回転座標軸の点Ｉ＋、
Ｃｔ＋　の座標を表現している。第３図はφ９０度であ
り、かつ■。＝Ｑ＋　　（Ｉ２に平行）とＱｃ＝　　Ｉ
Ｉ　　（Ｑ２に平行）である場合を例示している。

受は入れ可能最大セツティングが４５度である本発明の
一実施例では、位相エラーを除去するために印加すべき
位相シフトである回転はは９０度ステップでのみ調整可
能である必要がある。そこで回転（度）ＩｃＱｃ ＯＩ、　　　　　　　Ｑ１ ９０　　　　　　　Ｑ、　　　　　−１゜１８０　　　
　　−１．　　　　−Ｑ。

２７０　　　　　−Ｑ、　　　　　　　Ｉとなる。

第４図はＩおよびＱ制御ループを例示し、これは上のベ
クトルの対を発生できるベクトル発生器３２と、動作で
非常に有効であると見いだされているアナログ２位相変
調器を含んでいる。

ベクトル発生器３２を考慮すると、ミキサー１８と２０
はベクトル■１とＱ、を与える。ベクトル−１１と−Ｑ
、はインバータ３８と４０により与えられる。

これらのベクトルは各４極一方向スイツチ（４ｐｏｌｅ
、　ｏｎｅ　ｗａｙ　５ｗ１ｔｃｈ）　４２．４４に印
加され、その可動接点は一緒に結合（ｇａｎｇｅ　）さ
れ、このようにして各スイッチ４２．４４に印加された
ベクトルの順序は上に示したようになる。スイッチ４２
．４４の動作は１１とＱｌを最小化する最良スイッチ位
置の選択に基づいている。ミキサー出力を最小化するこ
とは残留非相殺信号の最小化を意味し、これはまた相殺
ループの最適動作を意味している。

スイッチ４２．４４の動作は手動で実行できる。しかし
第４図はこの動作を自動的に遂行する配列を例示してい
る。

ミキサー出力ＩｌとＱｌ　は各アナログ対ディジタル変
換器４６．４８に印加され、このアナログ対ディジタル
変換器はこれらのミキサー出力のレベルを測定し、かつ
それらをスイッチ４２．４４の動作を順次制御するプロ
グラマブル制御装置５０に印加する。プログラマブル制
御装置５０は送信機１０の周波数が変化されおよび／ま
たはレーダーがスイッチオンになる場合のように時々刻
々遠隔的に動作できる「セットループ（ｓｅｔ　１ｏｏ
ｐ）　Ｊ入力５２を有している。

ベクトル変調器２８は第２方向性結合器２６（第１図）
に接続された直交電力分割器５４を具えている。

分割器５４からの０度出力と９０度出力は各アナログ２
位相変調器５６．５８の信号入力に接続されている。

変調器５６．５８の出力は第３方向性結合器３０に接続
されている電力結合器６０に結合されている。スイッチ
４２．４４により選択されたベクトルＩＣとＱｃは変調
器５６．５８にそれぞれ印加される前に制御デバイス３
４．３６により調整されたそれらの電圧レベルを有して
いる。

各アナログ２位相変調器５６．５８は２位相変調器を備
え、これはその振幅を変化すること無しにマイクロ波信
号の位相をディジタル的に反転（１８０度だけ位相を変
える）するよう通常使用されている。そのような２位相
変調器は第５図に示されている。それは３ｄＢハイブリ
ッド結合器６２と、典型的にはＰＩＮダイオード６４．
６６である２つの制御デバイスからなっている。ハイブ
リッド結合器６２はその間で９０度の相対位相シフトを
持つ２つの制御ポー）６ｇ、　７０、すなわち和ボート
　（ｓｕｍ　ｐｏｒｔ）７２と差ポー）　（ｄｉｆｆｅ
ｒｅｎｃｅ　ｐｏｒｔ）　７４を有している。入力信号
は結合器６２の和ポート７２に入り、かつ２つの制御ボ
ートに等分に分離される。次に入力信号はＰＩＮダイオ
ード６４．６６から反射され、かつ等分に反射された任
意の信号（同じ振幅と位相の）は差ボート７４により結
合器から出て行く。ＰＩＮダイオード６４．６６からの
差分反射は和ポート７２を通して戻り反射として出て行
く。

制御信号はＰＩＮダイオード６４．６６のγノードに接
続されている端子７５に印加される。ダイオードが純方
向から逆バイアスにスイッチされるに従って、入力信号
に与える不整合は短絡から開放に変化する。不整合のこ
の変化は反射の位相を１８０度だけ変化し、従って出力
信号の位相を１８０度だけ変化する。

もしＰＩＮダイオード６４．６６が部分的に順バイアス
されるのみであるなら、それらは最早や信号に不整合を
与えずかつそのいくつかを吸収し、２位相変調器が電圧
制御減衰器として使用され、この減衰器は信号をその最
大値から零近くまで減衰するのみならず、またそれを逆
にして負の値としてのその最大値に達することを許容す
ることが理解されている。このように２位相変調器は４
象限乗算器（ｆｏｕｒ−ｑｕａｄｒａｎｔ　ｍｕｌｔｉ
ｐｌｉｅｒ）として作用することができる。２位相変調
器の動作は添付図面の第６図を参照して説明されよう。

縦座標は直交成分Ｑを表し、横座標は同相成分■を表し
ている。

０度と１８０度はそれらの各状態を表し、そしてアナロ
グ制御領域Ｘはこれら２つの状態の間に延在している。

しＰＢは低い位相エラーにより実際に達成された所望の
トラジエクトリを示し、ＨＰＥはＩチャネルとＱチャネ
ルの間の厳密な相互作用に導きかつループの性能／安定
度を妥協する高い位相エラーによる仮想トラジエクトリ
を示している。

これらのトラジエクトリはＰＩＮダイオードバイアスが
変化する時の出力の変化を示している。Ｅは１８０度状
態で起こる有限の不完全性を表している。

アナログモードでこれらの２位相変調器を使用すること
は効果的であると示されている。

第４図を参照すると、各２位相変調器５６．５８は任意
の振幅および位相応答を発生できず、従って他のチャネ
ルとの最小相互作用によってＩ成分あるいはＱ成分のい
ずれかのみの振幅を制御するよう設計されている。２つ
の２位相変調器の使用によりベクトル変調器を具体化す
ることは簡単かつ安価であることが見いだされており、
かつ単調制御法則（ｍｏｎｏｔｏｎｉｃ　ｃｏｎｔｒｏ
ｌ　ｌａｗ）、すなわちＬＰＥトラジエクトリはそれが
駆動するのに簡単であることを意味している。その結果
、全体の反射電力相殺ループは安定である。

例示されていない変形において、ベクトル変調器は２つ
の通常のディジタル２位相変調器を使用して具体化され
ている。２位相変調器は交差点に達した場合に２位相変
調器がスイッチされなければならず、かつ減衰器駆動の
方位が逆にされなければならないと言う理由で駆動する
には複雑であろう。

第７図は反射電力相殺回路を例示し、ここでベクトル変
調器２８は制御ベクトル■。、−１゜＋　ＱＣおよび−
Ｑ、によってそれぞれ制御されている４つの並列配列電
圧制御減衰器７６から７９を具える４象限変調器である
。

これらの制御ベクトルは第４図を参照したものとは違う
態様で生成されている。しかし、各減衰器７６から７９
はアナログ２位相変調器５６．５８を使用する場合に２
つの象限よりはむしろ各象限を制御するから、４つの制
御ベクトルＩＣ，−ＩＣ，Ｑ。

および−Ｑｃを備える必要がある。

第７図では直交する出力Ｉ＋、Ｑ−は調整されたそれら
の電圧レベルを有するよう制御デバイス３４、３６に印
加されている。インバータ３８．４０を用いて、信号−
１１と−Ｑ、がそれぞれ生成される。

最大受は入れ可能セツティングが４５度であることに基
づいて、回転、すなわち位相エラーを除去するために印
加すべき位相シフトは９０度ステップどのみ調整される
必要があり、そこで 回転（度）　　■。　　Ｑｃｌｃ−Ｑｃｏ　　　　　１
、　　　　Ｑ、　　　　−Ｉ、　　　　−Ｑ。

９０　　　　　　Ｑ、−Ｉ、　　　　−Ｑ、　　　　　
　ｌ１１８０　　　　　１１　　　　ＱＩ　　　　　　
ＩＩ　　　　　　Ｑ２７０　　　　　　ＱＩ　　　　　
ＩＩ　　　　　　ＱＩ　　　　　　ＩＩとなる。

所望の回転は第７図に示されたように信号１１＋Ｉ、、
Ｑ、および−Ｑ、を４つの４極一方向スイッチ８０から
８３の適当な入力に接続することにより得ることができ
る。スイッチ８０から８３の可動接点は一緒に結合され
ている。電子的であるスイッチ８０から８３はプログラ
マブル制御装置５０を使用して手動あるいは自動で動作
できる。

動作上、第２方向性結合器２６により結合された信号（
第１図）は９０度位相分離器８４に印加されている。０
度位相信号は１８０度位相分離器８６に印加され、それ
に０度と１８０度がそれぞれ減衰器７６と７７に出力す
るよう接続されている。位相分離器８４からの９０度位
相信号は１８０度位相分離器８８に供給され、その出力
は０度に対して９０度と２７０度にある。９０度と２７
０度の信号はそれぞれ減衰器７８．７９に結合されてい
る。４つの減衰器７６から７９からの出力は１８０度電
力結合器９０．９２と、その出力が第３方向性結合器３
０に接続されている９０度電力結合器９４を用いて結合
されている。。第４図に示された実施例と比較すると、
第７図に示された実施例はさらに構成要素を必要とし、
かつ現行の構成要素のコストでは実現するのにさらに費
用が掛かる。

もし各ベクトル変調器制御信号ＩＣとＱｃに微細な位相
制御を加えるよう希望されるなら、この明細書の前の方
で参照された関数を発生することによりこのことを行う
ことが可能であろう。第８図はＩＣを発生する一実施例
を例示している。

ＦＲＯＭ９６はφの正弦と余弦をディジタル的に蓄積し
、かつこれらをｎビット信号としてディジタル対アナロ
グ変換器（ＤＡＣ）　９８．１００それぞれに供給する
。

ミキサー１８．２０から導かれた１１　とＱＩの値（第
１図あるいは第４図）はディジタル対アナログ変換器９
８．１００にそれぞれ印加され、その出力Ｉ１ｃｏｓφ
とＱ、ｓｉｎφはアナログ形でＩＣ信号を生成するよう
に和算段１０２で結合される。

第４図を参照すると、制御装置５０はエラー信号ｌ、と
Ｑｌのレベルをモニターし、そしてもしもそれらが受は
入れられない程高くなる（受は入れられない程悪いルー
プ性能を意味する）ことを検知するなら、それはそれ自
身オペレータあるいはコンビ二一夕のいずれかによりル
ープを再調整するよう中央レーダー制御装置から許容信
号を要求する。制御装置５０はこのことを完全に自動的
に行えない。と言うのは、高いエラーが存在し、一方で
は種々の位相結合が試行されていることはレーダーの性
能を一時的に不調にし、かつこの偶発的出来事を許容し
なければならないからである。

たとえ本発明が連続波レーダーあるいはＣＷレーダーを
参照して説明されていても、それは反射電力キャンセラ
ーを用いる準ＣＷ　レーダー（ｐｓｅｕｄＣＷ　ａｄａ
ｒ）にも適用できる。

また別々の送信アンテナと受信アンテナが備えられ、こ
のようにしてサーキュレータ１４（第１図）の必要性も
回避されよう。漏洩の問題はそれにもかかわらずアンテ
ナの間で起こる。

本発明の開示から他の修正が当業者にとって明らかであ
ろう。そのような修正はＣし−ダーシステムの設計、製
造、ならびに使用およびその構成パーツ上既に知られて
いる別の特徴を含んでおり、それはここで既に説明され
た特徴の代わりあるいはその追加しとて使用されよう。

たとえこの出願でクレームが特徴の特定の組合せに対し
て公式化されていても、本出願の開示の範囲は任意の特
徴あるいは明示的にあるいは暗示的にあるいはその一般
化のいずれかのここで開示された特徴の新しい組合せを
含んでいることを理解すべきであり、それが現在クレー
ムされたものと同じ発明に関連しているかどうか、ある
いは本発明のように同じ技術的問題のいくつかあるいは
そのすべてを軽減するかどうかにかかわらずそうである
。新しいクレームが本出願の実施の間、あるいはそれか
ら導かれた別の出願のいくつかの実施の間にそのような
特徴および／またはそのような特徴の組合せが公式化さ
れることについて本出願は注意を与えている。

【図面の簡単な説明】

第１図は反射電力キャンセラーを有するＣＷＬ＝−ダー
を表し、 第２図と第３図はベクトル線図であり、第４図はアナロ
グ２位相変調器を使用するＣＷレーダーの反射電力キャ
ンセラ一部分を例示するブロック線図であり、 第５図はディジタル２位相変調器のブロック線図であり
、 第６図は２位相変調器の制御トラジェクトリを例示し、 第７図は４つの電圧制御減衰器を使用するＣＷレーダー
の反射電力キャンセラ一部分を例示するブロック線図で
あり、 第８図は所望の解像度に位相回転を導く配列のブロック
線図である。 １０・・・送信機　　　　　１２・・・アンテナ１４・
・・サーキユレータ １６・・・３ｄＢ電力分割器 １８、２０・・・ミキサー ２２、２６．３０・・・方向性結合器 ２４・・・直交位相分離器 ２８・・・ベクトル変調器 ３２・・・ベクトル発生器 ３４、３６・・・制御デバイス ３８、　４０・・・インバータ ４２、４４・・・（４極一方向）スイッチ４６、４８・
・・アナログ対ディジクル変換器５０・・・プログラマ
ブル制御装置 ５２・・・セットループ入力 ５４・・・直交電力分割器 ５６、５８・・・アナログ２位相変調器６０・・・電力
結合器 ６２・・・３ｄＢハイブリッド結合器 ６４、６６・・・ＰＩＮダイオード ６８、７０・・・制御ポート ７２・・・和ポート　　　　７４・・・差ボート７５・
・・端子 ７６〜７９・・・電圧制御減衰器 ８０〜８３・・・４極一方向スイッチ ８４・・・９０度位相分離器 ８６．８８・・・１８０度位相分離器 ９０、９２・・・１８０度電力結合器 ９４・・・９０度電力結合器 ９６・・・ＦＲＯＭ ９８、　３００・・・ディジタル対アナ１０２・・・和
算段 ログ変換器 特 許 出 願 人 工ヌ　ベー　フィリップス フルーイランペンファブリケン

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ほぼ連続的に動作可能な送信機、ほぼ連続的に動作
   可能な受信機、送信信号を放射しかつ少なくとも戻り信
   号を受信する信号処理手段、および信号処理手段から受
   信機への信号通路で漏洩信号を相殺する反射電力キャン
   セラー回路を具えるレーダーであって、ここで受信機は
   直交した出力信号を生成する第１および第２ミキサー、
   信号処理手段からの信号通路に結合された第１入力を有
   する第１および第２ミキサー、送信機出力から局部発振
   器信号を導く手段に結合された第２入力、上記の第１お
   よび第２入力の１つに印加された信号の１つを直交位相
   シフトしかつ出力する手段を具え、ここで反射電力キャ
   ンセラー回路は送信機出力に結合された入力と、上記の
   入力に結合されたベクトル変調器と、動作中に信号処理
   手段からの信号通路に結合されている出力に相殺信号を
   生成するベクトル変調器を有し、かつここでベクトル変
   調器に直交制御ベクトルを供給し、第１および第２ミキ
   サーの出力の漏洩の最少化に基づいて第１および第２ミ
   キサーの出力から導かれた少なくとも一対の直交した制
   御ベクトルを最適化する手段を供給し、かつ最適制御ベ
   クトルをベクトル変調器に供給する、第１および第２ミ
   キサーにの出力にそれぞれ結合された第１および第２入
   力を有する制御ループが備えられているレーダー。 ２、ベクトル変調器が第１および第２アナログ制御２位
   相変調器を具える請求項１に記載のレーダー。 ３、ベクトル変調器が第１および第２ディジタル制御２
   位相変調器を具える請求項１に記載のレーダー。 ４、ベクトル変調器が合成制御ベクトルの各々１つに応
   答する４つの電圧制御減衰器を具える請求項１に記載の
   レーダー。 ５、制御ベクトルを最適化する手段が、式 Ｉ＿ｃ＝Ｉ＿１ｃｏｓφ＋Ｑ＿１ｃｏｓφ および Ｑｃ＝Ｑ＿１ｃｏｓφ−Ｉ＿１ｓｉｎφ をシミュレートする手段を具え、ここでＩ＿ｃとＱ＿ｃ
   は制御ベクトルであり、Ｉ＿１とＱ＿１は第１および第
   ２ミキサーからの出力であり、かつφは反射電力キャン
   セラー回路の位相エラーであるところの請求項１から４
   のいずれか１つに記載のレーダー。 ６、最適化手段が第１および第２ミキサーの出力から制
   御ベクトルを合成する手段と、第１および第２ミキサー
   の出力の漏洩の最少化に基づいて合成されたものから一
   対の直交した制御ベクトルを選択する手段を具える請求
   項１から３のいずれか１つに記載のレーダー。 ７、最適化手段が第１および第２ミキサーの出力から制
   御ベクトルを合成する手段と、第１および第２ミキサー
   の出力の漏洩の最少化に基づいてこれらの合成されたも
   のからの各ペアー間で９０度の相対位相差を有する４つ
   の制御ベクトルを選択する手段を具える請求項４に記載
   のレーダー。 ８、制御ベクトルを合成する手段が第１および第２ミキ
   サーの出力とその出力の反転形を導き、かつ出力と反転
   出力を選択手段に供給する手段を具える請求項６あるい
   は７に記載のレーダー。 ９、選択手段が第１および第２ミキサーの出力で信号の
   レベルを決定する手段と、適当な制御ベクトルを選択す
   る上記の信号の決定されたレベルに応答する制御手段を
   具える請求項６あるいは７あるいは８に記載のレーダー
   。 １０、ほぼ連続的に動作可能な送信器、ほぼ連続的に動
   作可能な受信器、および送信信号を同時に放射しかつ戻
   り信号を同時に受信する信号動作手段を具えるレーダー
   の漏洩の効果を減少する方法であって、該方法は送信さ
   れた信号の部分を導き、その位相と振幅が搬送波漏洩の
   それにほぼ対応するよう調整されている相殺信号を形成
   する上記の部分を用い、信号伝搬手段からの信号通路に
   存在する搬送波漏洩から相殺信号を減算し、同相中間周
   波 （Ｉ＿１）と直交位相中間周波（Ｑ＿１）を形成するた
   めに戻り信号と任意の残留漏洩信号を周波数ダウン変換
   し、中間周波数から同相および直交した制御ベクトルを
   合成し、中間周波の漏洩を最少化する制御ベクトルの少
   なくとも直交したペアーを最適化し、かつ相殺信号の位
   相と振幅を調整するために最適化制御ベクトルを使用す
   ることを具える方法。 １１、同相および直交位相制御ベクトルとその反転形が
   合成され、かつ相殺信号の位相と振幅を調整するために
   使用される制御ベクトルが中間周波に存在する漏洩の最
   少化に基づいて選択される請求項１０に記載の方法。 １２、相殺信号が一対の２位相変調器のアナログ制御に
   より生成される請求項１０あるいは１１に記載の方法。 １３、相殺信号が電圧制御減衰器を具える象限変調器の
   アナログ制御により生成される請求項１０あるいは１１
   に記載の方法。