JPH02192251A - サブナイキストサンプリング速度で動作するディジタル受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明はディジタルデータ受信機に関連し、さらに特定
するとサブナイキストサンプリング速度でサンプリング
することによりデータをディジタル的に復元できるディ
ジタル受信機に関連している。

（背景技術） 解説上の便宜から、本発明はその１つの特定の適用、す
なわち通常のＦＭ放送信号からディジタル副搬送波デー
タを復元するシステムを参照して説明されている。しか
し、本発明はそれに限定されないことを認識すべきであ
る。

ｐｎ放送信号の副搬送波はディジタルデータを副搬送波
データサービスの副搬送波に送信するのにますます使用
されている。そのようなサービスにより送信されている
データは株式市場報告とベージング情報を含んでいる。

副搬送波に基づくページングシステムはガスキル（Ｇａ
ｓｋｉｌｌ）の米国特許第４．７１３，８０８号に開示
されており、これは参考のためにここに提示する。

よく知られていることであるが、連続信号はもし信号が
適切に特性化されるべきなら、ナイキスト速度以上の周
波数でサンプルされなければならない。（ナイキスト速
度は信号の最高周波数の２倍として定義されている。）
もしサブナイキスト速度が使用されると、周波数アライ
アシング（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ａｌｉａｓｉｎｇ）が
生じ、信号のスペクトルの種々の部分がお互いに干渉す
る。もしこの干渉が制御されないと、信号は失われる・
かスクランブルされ得る。すなわち、サンプルされたデ
ータは２つあるいはそれ以上の異なる入力信号に対応し
よう。この可能性を回避するために、大抵のディジタル
システムはナイキスト速度の十分上の速度でサンプルを
行っている。

多くの適用で、ナイキスト速度より小さい速度で信号を
サンプルすることが望まれている。そのようにすること
により、システムのコストと電力消費は減少され、その
ハードウェアーの複雑性は簡単化される。そのような適
用の一つは上に参照されたガスキルの特許に記載された
ページングシステムであり、そこでは受信機は腕時計の
形態で実現されている。

ガスキルの特許に元々記載された変調システムにおいて
、サンプリング問題は位相シフトキーイングの使用によ
り回避された。副搬送波を変調するデータはこの副搬送
波がパイロット信号と同相てあったかあるいは位相外れ
であったかどうかに注意することにより腕時計受信機で
復元された。

副搬送波位相のこの検出は１９　ｋＨｚ速度で実行され
た。

位相シフトキーイング法がある点では有利であっても、
１９キロビット伝送速度を達成するために３８ｋＨｚの
副搬送波帯域幅が必要とされ、これはスペクトルの非効
率な使用となる。振幅変調を使用する副搬送波の変調は
スペクトルのさらに効率的な使用を許すが、しかしナイ
キスト規準以上の速度でサンプリングすることを要求し
、これは腕時計設計に関連する所与の制約を達成するの
を困難にする。

（発明の開示） ガスキルのシステムで振幅変調副搬送波の使用を許すた
めに、ナイキストサンプリング規準を回避することが本
発明の目的である。さらに特定すると、本発明の目的は
アライアシングが上側波帯と下側波帯の間の準干渉（ｃ
ｏｎｓｔｒｕｃｔｉｖｅ　１ｎｔｅｒｆｅ−ｒｅｎｃｅ
）を生成するよう周波数アライアシングを制御する態様
でサブナイキスト速度で振幅変調副搬送波をディジタル
受信機がサンプルできることである。

簡単に言うと、この目的は振幅変調副搬送波をその搬送
波に同期してサンプリングすることにより本発明で達成
されている。副搬送波がそのピーク値にある時に信号を
サンプリングすることにより、データ信号はナイキスト
速度より下で復元できる。位相ロックされている被変調
搬送波で送信された同期信号からサンプリングクロック
を発生することによりサンプリングは副搬送波に同期さ
れる。

本発明の前述および追加の目的、特徴ならびに利点は添
付図面を参照した以下の詳細な説明から明らかとなろう
。

（実施例） 簡潔に概観すると、典型的なＦＭ信号は第１図に示され
たようにい（つかの成分から構成されている。これらの
中の主なものは音声サブバンドである。左プラス右チヤ
ネル音声はＯから約１５　ｋＨｚにわたって延在してい
る第１サブバンドで放送される。左マイナス右チヤネル
音声は約２３から５３ｋＨｚにわたって延在している第
２サブバンドで放送される。これらの２つの音声帯域の
間には１９ｋＨｚのステレオ信号が存在する。

副搬送波データは典型的には５３ＫＨｚ以上のスペクト
ルの部分で送信される０例示された実施例では、副搬送
波は６６．５ＫＨｚにあり、かつ１９ＫＨｚデータで振
幅変調されている。この１９ＫＨｚ変調は副搬送波を５
７ＫＨ２から７６ＫＨｚまで広げる。

第１図に例示されたように、信号電力の大部分は音声サ
ブバンドに集中されている。副搬送波は典型的には送信
された電力の１パーセントあるいはそれ以下を表してい
る。

さて第２図を参照すると、本発明による実例のデータ受
信機１０はアンテナ１２、フロントエンド１４およびデ
ータ復号器１６を含んでいる。アンテナ１２はＲＦのＦ
ｌｌ放送信号を受信し、それをフロントエンド１４に与
える。フロントエンド１４はこれらの信号をベースバン
ドに変換し、データ復号器１６にベースバンド信号スペ
クトルを与える。データ復号器はベースバンドスペクト
ルからデータ信号を復元し、ユーザーインタフェース１
８に対応する出力信号を与える。

さらに詳細に説明すると、データ復号器１６は１９ｋＨ
ｚステレオパイロツト信号に位相ロックされている１３
３ｋＨｚの低いデエーティサイクルのサンプリングクロ
ック信号を発生する周波数源２０を含んでいる。この位
相ロックされた周波数源（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｓｏｕｒ
ｃｅ）　２０は電圧制御発振器２２、分周器２４、乗算
器２６および低域通過フィルタ２８を含んでいる。電圧
制御発振器２２は名目的には１３３ｋＨｚで動作してい
る。分周器２４は発振器からの１３３ｋＨｚ信号出力を
７分割して１９ｋＨ，ｚ信号を発生する。この信号はミ
キサー２６により複合ＦＭ信号からの１９ｋＨｚパイロ
ット信号と混合される。ミキサー出力は電圧制御発振器
出力と１９ｋＨｚステレオパイロツト信号の間の位相エ
ラーを表す低周波差項（ｌｏｗ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　
ｃｌｉｆｆ−ｅｒｅｎｃｅ　ｔｅｒｍ）を含んでいる。

この低周波信号は低域通過フィルタ２８により他のすべ
てのミキサー積（ｓｉｘｅｒ　ｐｒｏｄｕｃｔｓ）から
フィルタされ、かつそれはその周波数を訂正するために
発振器２２に戻すようフィードバックループに印加され
る。このループは１３３ｋＨｚ発振器２２の位相をステ
レオパイロット信号の位相にロックするよう動作する。

ＰＭ送信機において、６６．５ｋＨｚ副搬送波はそ自身
位相ロック周波数増倍回路により１９ｋＨｚステレオパ
イロツトから発生される。それ故、周波数源２０により
生成された１３３ｋＨｚサンプリングクロツクは復号さ
れている６６．５ｋＨｚ副搬送波に位相ロックされる。

無線局はまた本発明の受信機が副搬送波波形のピークで
サンプルするように１９ｋＨｚパイロット信号と６６．
５ｋＨｚ副搬送波との間の位相オフセットを調整する手
段を含んでいる。

第２図の実施例の１３３ｋＨｚサンプリングクロツクは
キャパシタ３２のようなアナログ蓄積デバイスと共に動
作するアナログのサンプルアンドホールド回路３０を周
期的にトリガするのに使用されている。

それにより生成されたサンプルされたアナログ信号はア
ナログ対ディジタル変換器３４により再び１３３ｋＨｚ
の速度でディジタル形式に変換される。これらのディジ
タルサンプルは３２要素の有限インパルス応答（ＦＩＲ
）ディジタルフィルタ３６に印加され、このフィルタは
６６．５ｋＨｚ被変調副搬送波を通過させ、かつベース
バンドＦＭスペクトルの娯楽プログラミング部分（ｅｎ
ｔｅｒｔａｆｎｍｅｎｔ　ｐｒｏｇｒａｍｍｉｎｇ　ｐ
ｏｒｔｉｏｎ）を減衰する。フィルタ３６から得られた
信号出力は１３３ｋＨｚ速度でサンプルされたベースバ
ンドスペクトルの丁度副搬送波部分を含んでいる。この
データは復号され、かつ得られた出力信号はユーザーイ
ンタフェース１８に印加される。

通常のサンプリング理論は６６．５ｋＨｚに中心を置き
７６ｋＨｚまで延在する副搬導波はもしそのデータが明
確に復元されるべきなら１５２ｋＦＩｚ　（２Ｘ　７６
　ｋＨｚ）の最小周波数でサンプルされなければならな
いことを示している。さらに典型的には、最大周波数成
分の３倍、すなわち２２８ｋＨｚでサンプルされよう。

しかし本発明では、？３３ｋＨｚのより低いサンプリン
グ速度が使用できる。この低いサンプル速度は（ａ）副
搬送波変調が対称的である（すなわち両側波帯である）
、 （ｂ）副搬送波がサンプリングクロックに位相ロックさ
れている、 （Ｃ）副搬送波信号にアライアシングすべきＮ＊１３３
＋６６．５ｋＨｚの倍数に信号が存在しない、と言う理
由でこの場合に使用できる。

両側波帯変調ではベースバンド信号は Ｖ（ｔ）　＝Ｍ（ｔ）　＊ｃｏｓ２　ｚ　Ｆ、ｔ　　（
１）の形を取り、ここで Ｍ（ｔ）は変調信号、 Ｆ、は搬送周波数、 ｃｏｓ　２πＦ０は搬送波信号波形、 である。

これらの変調項と搬送波頂は一緒に逓倍されているから
、搬送波信号の各零交差は複合ベースバンド信号の零交
差を強制する。ベースバンド信号の零交差の回数が知ら
れているから、その最大と最小は零交差間の中間点とし
て正確に近似できる。

サンプリングクロックが副搬送波周波数に位相ロックさ
れているから、それはほぼこれらの中間点で確実にサン
プルできる。既知の最大値と最小値におけるこのサンプ
リングは第３図に図形的に例示されている。信号の最大
と最小が正確に決定できるから、ナイキスト規準に従わ
ないにもかかわらず変調信号は容易に復元できる。

第４図は本発明の別の形態の一部分を示し、ここでは位
相ロック回路は数値制御発振器やディジクル低域通過フ
ィルタ等を用いてディジタル形式で実現されている。

詳細な説明を参照して本発明の詳細な説明しかつ例示し
たが、本発明そのような原理から逸脱することなくその
配列と詳細を修正できることは明らかであろう。従って
、本発明として以下のクレームとその等個物の範囲と精
神内で到達するすべてのそのような実施例をクレームす
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は振幅変調副搬送波を含むＦＭ放送信号の複合ベ
ースバンドスペクトルを示す線図であり、第２図は本発
明の一実施例による副搬送波データ受信機のブロック図
であり、 第３図は本発明の一実施例による１３３Ｈｚの速度にお
ける６６．５ｋＨｚ振幅変調副搬送波のサンプリングを
示す図であり、 第４図は本発明の別の実施例による副搬送波データ受信
機のブロック図である。 １０・・・データ受信機　　　１２・・・アンテナ１４
・・・フロントエンド　　１６・・・データ復号器１８
・・・ユーザーインタフェース ２０・・・周波数源　　　　　２２・・・電圧制御発振
器２４・・・分周器 ２６・・・乗算器あるいはミキサー ２８・・・低域通過フィルタ ３０・・・サンプルアンドホールド回路３２・・・キャ
パシタ ３４・・・アナログ対ディジタル変換器３６・・・ディ
ジタルフィルタ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、振幅変調副搬送波を受信する受信機であって、上記
   の副搬送波はパイロット信号を含むＲＦ複合信号の一部
   分として送信され、該受信機は ＲＦ複合信号をベースバンド複合信号に変換するフロン
   トエンド、 サンプリングクロック信号を生成する周波 数源、 上記の周波数源をベースバンド複合信号中 のパイロット信号に位相ロッキングする手段、サンプリ
   ングクロック信号により決定され た速度で上記の複合信号をサンプリングするサンプリン
   グ手段、 サンプリング手段によって生成されたサン プルをディジタル形式に変換するアナログ対ディジタル
   変換手段、 その非副搬送波成分を減衰するために上記 のディジタル化されたサンプルをディジタル的にフィル
   タするディジタルフィルタ手段、を含み、 ここで上記のサンプリングクロック信号は 変調された副搬送波の最大周波数の２倍より小さい周波
   数を有する受信機。 ２、周波数源がパイロット信号周波数の整数倍である周
   波数を有するサンプリングクロック信号を生成する手段
   を含む請求項１に記載の受信機。 ３、パイロット信号が１９キロヘルツの周波数を有し、 副搬送波信号が６６．５キロヘルツの搬送波周波数を有
   し、かつ サンプリングクロック信号が１３３キロヘルツの周波数
   を有するところの、 請求項２に記載の受信機。 ４、複合信号の副搬送波で変調されるデータを受信する
   方法であって、該方法は 上記の複合信号から副搬送波周波数と既知 の関係を有する基準周波数を導き、 基準周波数のある位相条件で周期的に複合 信号をサンプリングし、 ディジタルデータを生成するためにサンプ ルされた複合信号をディジタル化し、かつ ディジタル化された複合信号の非副搬送波 成分を減衰するよう上記のディジタルデータをフィルタ
   リングすること、 の各ステップを具え、 ここで上記のサンプリングは副搬送波周波 数の２倍の周波数で起こるデータの受信方法。