JPH02192324A - 加入者線終端回路 - Google Patents
加入者線終端回路Info
- Publication number
- JPH02192324A JPH02192324A JP1130389A JP1130389A JPH02192324A JP H02192324 A JPH02192324 A JP H02192324A JP 1130389 A JP1130389 A JP 1130389A JP 1130389 A JP1130389 A JP 1130389A JP H02192324 A JPH02192324 A JP H02192324A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- wire
- subscriber line
- signal
- circuit
- echo
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Interface Circuits In Exchanges (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は加入者線終端回路に関し、特に２線加入者線の
２線４線変換を行う加入者線終端回路に関する。
２線４線変換を行う加入者線終端回路に関する。
従来、この種の加入者線終端回路は、第３図に示す構成
のものがある。
のものがある。
第３図において、２線加入者線端子１．２間の信号電圧
は２線信号電圧検出回路３と演算増幅器６とコンデンサ
Ｃ１と抵抗Ｒ１，Ｒ２とから構成されるバイパスフィル
タを通して４線出力端子８へと出力される。又、４線入
力端子９から入力された受信信号は演算増幅器７と抵抗
Ｒ３，Ｒ４とから構成される反転増幅器と２線信号電流
駆動回路４とにより２線加入者線端子１，２間に信号電
流を供給する。
は２線信号電圧検出回路３と演算増幅器６とコンデンサ
Ｃ１と抵抗Ｒ１，Ｒ２とから構成されるバイパスフィル
タを通して４線出力端子８へと出力される。又、４線入
力端子９から入力された受信信号は演算増幅器７と抵抗
Ｒ３，Ｒ４とから構成される反転増幅器と２線信号電流
駆動回路４とにより２線加入者線端子１，２間に信号電
流を供給する。
２線加入者線終端インピーダンスＺｌｎは第１の帰還路
としての抵抗Ｒ５により４線出力信号を２線信号電流駆
動回路４に帰還させることで設定される。
としての抵抗Ｒ５により４線出力信号を２線信号電流駆
動回路４に帰還させることで設定される。
各構成要素の定数として、２線負荷インビーダンスＲ＝
６００Ω、２線信号電圧検出回路３の利得Ａ＝１／２．
２線信号電流駆動回路４の相互コンダクタンスｇｍ＝１
／３００Ω−１，抵抗Ｒ１〜Ｒ５の抵抗値をそれぞれＲ
１−Ｒ５としコンデンサＣ１の容量を０１としたときＲ
，＝Ｒ４＝Ｒ５、Ｒ１＝Ｒ２＝ ６００Ω、ｃ、＝ｌμ
Ｆと設定すると、終端インバーダンスＺｌｎは式（１）
で示される。
６００Ω、２線信号電圧検出回路３の利得Ａ＝１／２．
２線信号電流駆動回路４の相互コンダクタンスｇｍ＝１
／３００Ω−１，抵抗Ｒ１〜Ｒ５の抵抗値をそれぞれＲ
１−Ｒ５としコンデンサＣ１の容量を０１としたときＲ
，＝Ｒ４＝Ｒ５、Ｒ１＝Ｒ２＝ ６００Ω、ｃ、＝ｌμ
Ｆと設定すると、終端インバーダンスＺｌｎは式（１）
で示される。
Ｚ＋ｌｌ＝ １ ／Ａ −ｇトＲ２／ （Ｒｔ＋ １
／Ｓｅｔ ）＝６００Ω＋１μＦ（１） ４線入力端子９の受信信号電圧ｖＲはそのまま２線加入
者線端子１．２間に印加され、２線加入者線端子１．２
間の送信信号電圧ｖｓは一１／２Ｖ５として４線出力端
子８に送られる。ここで、信号周波数は式（１）に示す
６００Ω＋１μＦが略６００Ωとみなし得る値であると
する。
／Ｓｅｔ ）＝６００Ω＋１μＦ（１） ４線入力端子９の受信信号電圧ｖＲはそのまま２線加入
者線端子１．２間に印加され、２線加入者線端子１．２
間の送信信号電圧ｖｓは一１／２Ｖ５として４線出力端
子８に送られる。ここで、信号周波数は式（１）に示す
６００Ω＋１μＦが略６００Ωとみなし得る値であると
する。
４線出力端子８に現われる受信信号のエコー成分−１／
２ Ｖ Ｒは、本回路に後置される第４図に示すディ
ジタルコープイックによるエコーキャンセル又はエコー
サプレスのフィルタにより抑圧される。
２ Ｖ Ｒは、本回路に後置される第４図に示すディ
ジタルコープイックによるエコーキャンセル又はエコー
サプレスのフィルタにより抑圧される。
第３図に示す、２線信号電圧検出回路３と２線信号電流
駆動回路４とからる２線４線変換部５の部分については
、近年、専用のＬＳＩで実現され、４線出力端子８と４
線入力端子９にはＡ−Ｄ変換部１５．Ｄ−Ａ変換器１６
．エコー抑圧フィルタ１７を備えるディジタルコープイ
ック１４が接続され、差動増幅器６．７とディジタルコ
ープイックとを１チツプのＣＭＯ３−ＬＳ Ｉとする構
成が、近年のＬＳＩ技術の発展に伴い一般的となってき
た。
駆動回路４とからる２線４線変換部５の部分については
、近年、専用のＬＳＩで実現され、４線出力端子８と４
線入力端子９にはＡ−Ｄ変換部１５．Ｄ−Ａ変換器１６
．エコー抑圧フィルタ１７を備えるディジタルコープイ
ック１４が接続され、差動増幅器６．７とディジタルコ
ープイックとを１チツプのＣＭＯ３−ＬＳ Ｉとする構
成が、近年のＬＳＩ技術の発展に伴い一般的となってき
た。
上述した従来の加入者線終端回路は、４線出力端子に受
信信号電圧ＶＲのエコー成分−１／２ｖ８が現われ、第
４図に示す後置のディジタルコープイックのエコー抑圧
フィルタ１７により相殺るのが一般的であるが、入力の
Ａ−Ｄ変換器１５のダイナミックレンジをエコー成分−
１／ ２ Ｖ Ｒのための余裕をもたせなければならな
い。２線加入者線端子１．２での送・受のレベルが等し
い時には６ｄＢ、受信レベルが送信レベルより−４ｄＢ
低い時にも、式（２）に示すように、４．３ｄＢだけ送
信信号成分−１／ ２ ｖ ｓだけの場合と比較してダ
イナミックレンジに余裕が必要となる。
信信号電圧ＶＲのエコー成分−１／２ｖ８が現われ、第
４図に示す後置のディジタルコープイックのエコー抑圧
フィルタ１７により相殺るのが一般的であるが、入力の
Ａ−Ｄ変換器１５のダイナミックレンジをエコー成分−
１／ ２ Ｖ Ｒのための余裕をもたせなければならな
い。２線加入者線端子１．２での送・受のレベルが等し
い時には６ｄＢ、受信レベルが送信レベルより−４ｄＢ
低い時にも、式（２）に示すように、４．３ｄＢだけ送
信信号成分−１／ ２ ｖ ｓだけの場合と比較してダ
イナミックレンジに余裕が必要となる。
２０１ｏｇ （１＋１０−’／” ）＝４．３ｄＢ・
・・・・・ （２） 従って、Ａ−Ｄ変換器１５の分解能に対する送信信号の
レベル範囲をせばめることになる。これは、Ａ−Ｄ変換
器１５における量子化ノイズは入力信号レベルに依存せ
ず一定であるため、送信パスにおけるＳ／Ｎ比、及び無
通話時雑音がそれだけ劣化するという欠点がある。
・・・・・ （２） 従って、Ａ−Ｄ変換器１５の分解能に対する送信信号の
レベル範囲をせばめることになる。これは、Ａ−Ｄ変換
器１５における量子化ノイズは入力信号レベルに依存せ
ず一定であるため、送信パスにおけるＳ／Ｎ比、及び無
通話時雑音がそれだけ劣化するという欠点がある。
又、エコー抑圧フィルタ１７をアナログ回路で構成し、
Ａ−Ｄ変換器１５の前で受信エコー成分を相殺する方法
もあるが、この場合には、そのためのアナログの減算器
が余分に必要となる。
Ａ−Ｄ変換器１５の前で受信エコー成分を相殺する方法
もあるが、この場合には、そのためのアナログの減算器
が余分に必要となる。
本発明の加入者線終端回路は、２線加入者線端子間信号
電圧を４線出力端子に伝送する２線信号電圧検出回路と
、４線入力端子信号電圧を前記２線加入者線端子間に伝
送する２線信号電流駆動回路と、前記２線信号電圧検出
回路の出力から前記２線信号電流駆動回路入力への第１
の帰還路とを備え該第１の帰還路により２線加入者線終
端インピーダンスを設定する加入者線終端回路において
、前記第１の帰還路よりも２線加入者線側に設ける前記
４線入力端子から前記４線出力端子への第２の帰還路を
含んで構成される。
電圧を４線出力端子に伝送する２線信号電圧検出回路と
、４線入力端子信号電圧を前記２線加入者線端子間に伝
送する２線信号電流駆動回路と、前記２線信号電圧検出
回路の出力から前記２線信号電流駆動回路入力への第１
の帰還路とを備え該第１の帰還路により２線加入者線終
端インピーダンスを設定する加入者線終端回路において
、前記第１の帰還路よりも２線加入者線側に設ける前記
４線入力端子から前記４線出力端子への第２の帰還路を
含んで構成される。
次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は、本発明の第１の実施例の回路図である。
第１図に示すように、第１の実施例と前述した第３図の
従来の加入者線終端回路との相違点は、抵抗Ｒ６とコン
デンサＣ２とから構成されるエコー信号抑圧パスとして
の第２の帰還路を追加したことである。
従来の加入者線終端回路との相違点は、抵抗Ｒ６とコン
デンサＣ２とから構成されるエコー信号抑圧パスとして
の第２の帰還路を追加したことである。
各構成要素の定数として、２線負荷インピーダンスＲ＝
６００Ω、２線信号電圧検出回路３の利得Ａ＝１／２．
２線信号電流駆動回路４の相互コンダクタンスｇ ｍ
＝ １ ／ ３００Ω−１，抵抗Ｒ１〜Ｒ６の抵抗値を
それぞれＲ１％Ｒ６としコンデンサＣ，，Ｃ２の容量を
ＣＩ、Ｃ２としなときＲ４＝Ｒ５＝１／２・Ｒ３＋ Ｒ
Ｉ＝ Ｒ６＝ ２ Ｘ Ｒ２＝１２００Ω、Ｃ１＝Ｃ２
＝１μＦとすると、４線出力端子８には送信信号成分−
１／ ２ ｖ ｓのみが印加される。
６００Ω、２線信号電圧検出回路３の利得Ａ＝１／２．
２線信号電流駆動回路４の相互コンダクタンスｇ ｍ
＝ １ ／ ３００Ω−１，抵抗Ｒ１〜Ｒ６の抵抗値を
それぞれＲ１％Ｒ６としコンデンサＣ，，Ｃ２の容量を
ＣＩ、Ｃ２としなときＲ４＝Ｒ５＝１／２・Ｒ３＋ Ｒ
Ｉ＝ Ｒ６＝ ２ Ｘ Ｒ２＝１２００Ω、Ｃ１＝Ｃ２
＝１μＦとすると、４線出力端子８には送信信号成分−
１／ ２ ｖ ｓのみが印加される。
即ち、演算増幅器７の出力のエコー成分−１／２ＶＲと
２線信号電圧検出回路３の出力の受信信号成分１ ／
２ Ｖ Ｒが演算増幅器６と抵抗Ｒ＋Ｒ２，Ｒ６とコン
デンサＣＩ、Ｃ２とによる加算回路で互いに逆位相で加
算され相殺される。
２線信号電圧検出回路３の出力の受信信号成分１ ／
２ Ｖ Ｒが演算増幅器６と抵抗Ｒ＋Ｒ２，Ｒ６とコン
デンサＣＩ、Ｃ２とによる加算回路で互いに逆位相で加
算され相殺される。
このとき、２線加入者線終端インピーダンスＺｌｎは式
（３）で示される。
（３）で示される。
ＺＩｎ＝ １／Ａ−ｇｍ・１／ （（Ｒ１＋ １／ＳＣ
Ｉ＞／Ｒ２１） ＝ （Ｒ２＋ １ ／５Ｃｔ）／Ａ
−ｇｍ−Ｒ２＝６００Ω＋１μＦ（３） なお、エコー抑圧特性（実効リターンロス）については
６００Ωではなく、特別なバランシング・ネットワーク
に対して規定されることが多いため、６００Ωとの差分
については、後置のフィルタで抑圧する構成をとること
になるが、エコーの主要成分については本回路で抑圧す
るため、後続のディジタルコーディクのＡ−Ｄ変換器へ
のダイナミックレンジという観点ではその分だけ改善で
きる。
Ｉ＞／Ｒ２１） ＝ （Ｒ２＋ １ ／５Ｃｔ）／Ａ
−ｇｍ−Ｒ２＝６００Ω＋１μＦ（３） なお、エコー抑圧特性（実効リターンロス）については
６００Ωではなく、特別なバランシング・ネットワーク
に対して規定されることが多いため、６００Ωとの差分
については、後置のフィルタで抑圧する構成をとること
になるが、エコーの主要成分については本回路で抑圧す
るため、後続のディジタルコーディクのＡ−Ｄ変換器へ
のダイナミックレンジという観点ではその分だけ改善で
きる。
第２図は本発明の第２の実施例の回路図である。
第２図に示すように、第２の実施例が上述した第１の実
施例と異なる点は、終端インピーダンスを構成するコン
デンサをＣｓ１つに集約したことにある。
施例と異なる点は、終端インピーダンスを構成するコン
デンサをＣｓ１つに集約したことにある。
即ち、回路定数としては、上述した第１の実施例と異な
るところのみを示すと、Ｒ，＝Ｒ２＝Ｒｓ 、Ｒ５＝Ｒ
３＝２ＸＲ４＝１２００Ω、ｃ３＝１μＦとすることに
より、４線出力端子８には出力信号−ＶＳだけが印加さ
れ、終端インピーダンスＺ１ｍは式（４）のように示さ
れる。
るところのみを示すと、Ｒ，＝Ｒ２＝Ｒｓ 、Ｒ５＝Ｒ
３＝２ＸＲ４＝１２００Ω、ｃ３＝１μＦとすることに
より、４線出力端子８には出力信号−ＶＳだけが印加さ
れ、終端インピーダンスＺ１ｍは式（４）のように示さ
れる。
Ｚｌｎ ＝ １／Ａ−ｇｍ・１／ （（Ｒｓ＋ １／５
Ｃｓ）／Ｒ４１） ＝ （Ｒ４＋ １ ／５Ｃ３）／Ａ
−ｇｍ−Ｒ４＝６００Ω＋１μＦ（４） 〔発明の効果〕 以上説明したように本発明は、終端インピーダンスを形
成する第１の帰還路内にエコー抑圧パスとしての第２の
帰還路を設けることにより、わずかな受動素子の追加だ
けで４線出力端子のエコー成分を抑圧し、後置のＡ−Ｄ
変換器のダイナミックレンジの余裕が大きくとれるので
、送信バスにおけるＳ／Ｎ比及び無通話暗雑音の劣化を
防止できるとともに、アナログ加算器によるエコー抑圧
が不用になるという効果がある。
Ｃｓ）／Ｒ４１） ＝ （Ｒ４＋ １ ／５Ｃ３）／Ａ
−ｇｍ−Ｒ４＝６００Ω＋１μＦ（４） 〔発明の効果〕 以上説明したように本発明は、終端インピーダンスを形
成する第１の帰還路内にエコー抑圧パスとしての第２の
帰還路を設けることにより、わずかな受動素子の追加だ
けで４線出力端子のエコー成分を抑圧し、後置のＡ−Ｄ
変換器のダイナミックレンジの余裕が大きくとれるので
、送信バスにおけるＳ／Ｎ比及び無通話暗雑音の劣化を
防止できるとともに、アナログ加算器によるエコー抑圧
が不用になるという効果がある。
検出回路、４・・・２線信号電流駆動回路、５・・・２
線４線変換部、６，７・・・演算増幅器、８・・・４線
出力端子、９・・・４線入力端子、１０・・・２線負荷
抵抗、１１・・・２線信号源、１４・・・ディジタルコ
ープイック、１５・・・Ａ−Ｄ変換器、１６・・・Ｄ−
Ａ変換器、１７・・・エコー抑圧フィルタ、０１〜Ｃ３
・・・コンデンサ、Ｒ１−Ｒ６・・・抵抗、ＶＲ・・・
受信信号電圧、１ ／ ２ Ｖ Ｒ・・・エコー成分、
ｖｓ・・・送信信号電圧。
線４線変換部、６，７・・・演算増幅器、８・・・４線
出力端子、９・・・４線入力端子、１０・・・２線負荷
抵抗、１１・・・２線信号源、１４・・・ディジタルコ
ープイック、１５・・・Ａ−Ｄ変換器、１６・・・Ｄ−
Ａ変換器、１７・・・エコー抑圧フィルタ、０１〜Ｃ３
・・・コンデンサ、Ｒ１−Ｒ６・・・抵抗、ＶＲ・・・
受信信号電圧、１ ／ ２ Ｖ Ｒ・・・エコー成分、
ｖｓ・・・送信信号電圧。
Claims (1)
- ２線加入者線端子間信号電圧を４線出力端子に伝送する
２線信号電圧検出回路と、４線入力端子信号電圧を前記
２線加入者線端子間に伝送する２線信号電流駆動回路と
、前記２線信号電圧検出回路の出力から前記２線信号電
流駆動回路入力への第１の帰還路とを備え該第１の帰還
路により２線加入者線終端インピーダンスを設定する加
入者線終端回路において、前記第１の帰還路よりも２線
加入者線側に設ける前記４線入力端子から前記４線出力
端子への第２の帰還路を含むことを特徴とする加入者線
終端回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1130389A JPH02192324A (ja) | 1989-01-20 | 1989-01-20 | 加入者線終端回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1130389A JPH02192324A (ja) | 1989-01-20 | 1989-01-20 | 加入者線終端回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02192324A true JPH02192324A (ja) | 1990-07-30 |
Family
ID=11774232
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1130389A Pending JPH02192324A (ja) | 1989-01-20 | 1989-01-20 | 加入者線終端回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02192324A (ja) |
-
1989
- 1989-01-20 JP JP1130389A patent/JPH02192324A/ja active Pending
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