JPH021965Y2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH021965Y2 JPH021965Y2 JP13649982U JP13649982U JPH021965Y2 JP H021965 Y2 JPH021965 Y2 JP H021965Y2 JP 13649982 U JP13649982 U JP 13649982U JP 13649982 U JP13649982 U JP 13649982U JP H021965 Y2 JPH021965 Y2 JP H021965Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase input
- capacitor
- positive
- signal
- operational amplifier
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 15
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 6
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 claims description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Amplifiers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案は、パルス位置変調、パルス幅変調など
のパルス時間変調信号をオーデイオ信号に変調す
る信号変換回路に関するものである。
のパルス時間変調信号をオーデイオ信号に変調す
る信号変換回路に関するものである。
一般にパルス時間変調信号は、ローパスフイル
ターでベースバンドのみを取り出すことでオーデ
イオ信号に変換される。このような信号変換は、
第１図に示すようなFM波のパルスカウント検波
にその使用例を見ることができる。パルスカウン
ト検波は、FM波が一種の粗密波であることから
その性質を利用することによつて検波するもの
で、図に示すように、まず中間周波信号をリミツ
タ１にかけて方形波にし、ダイオードで負電圧だ
けを取り出して単安定マルチバイブレータ（単安
定マルチ）２のトリガ電圧とする。この単安定マ
ルチ２は、周波数に逆比例するパルス間隔をもつ
た互に逆相の２つのパルス列、すなわちパルス位
置変調信号を作り出す。このパルス位置変調信号
は、定電流源Ｉと共に差動回路３を構成している
トランジスタQ1，Q2のベースにそれぞれ加えら
れ、トランジスタQ1，Q2のコレクタに電流−電
圧変換された互に逆位相のパルス位置変調信号が
得られる。このパルス位置変調信号は、そのうち
の正相のものが演算増幅器A1の正相入力に、逆
相のものが逆相入力にそれぞれ入力され、そのキ
ヤリア成分が演算増幅器A1の正相及び逆相入力
間に接続しているコンデンサC1を通じて互に打
ち消され、このことにより演算増幅器A1の出力
にFM検波信号すなわちオーデイオ信号を得てい
る。
ターでベースバンドのみを取り出すことでオーデ
イオ信号に変換される。このような信号変換は、
第１図に示すようなFM波のパルスカウント検波
にその使用例を見ることができる。パルスカウン
ト検波は、FM波が一種の粗密波であることから
その性質を利用することによつて検波するもの
で、図に示すように、まず中間周波信号をリミツ
タ１にかけて方形波にし、ダイオードで負電圧だ
けを取り出して単安定マルチバイブレータ（単安
定マルチ）２のトリガ電圧とする。この単安定マ
ルチ２は、周波数に逆比例するパルス間隔をもつ
た互に逆相の２つのパルス列、すなわちパルス位
置変調信号を作り出す。このパルス位置変調信号
は、定電流源Ｉと共に差動回路３を構成している
トランジスタQ1，Q2のベースにそれぞれ加えら
れ、トランジスタQ1，Q2のコレクタに電流−電
圧変換された互に逆位相のパルス位置変調信号が
得られる。このパルス位置変調信号は、そのうち
の正相のものが演算増幅器A1の正相入力に、逆
相のものが逆相入力にそれぞれ入力され、そのキ
ヤリア成分が演算増幅器A1の正相及び逆相入力
間に接続しているコンデンサC1を通じて互に打
ち消され、このことにより演算増幅器A1の出力
にFM検波信号すなわちオーデイオ信号を得てい
る。
上記演算増幅器A1は、その出力と逆相入力と
の間に抵抗R1が、正相入力とアースとの間に抵
抗R2がそれぞれ接続されて差動増幅器として働
き、上記トランジスタQ1及びQ2のそれぞれのコ
レクタ抵抗R3及びR4の値が互いに等しく、かつ
R1＝R2とすることにより、出力の直流電圧は一
定値のOVになる。
の間に抵抗R1が、正相入力とアースとの間に抵
抗R2がそれぞれ接続されて差動増幅器として働
き、上記トランジスタQ1及びQ2のそれぞれのコ
レクタ抵抗R3及びR4の値が互いに等しく、かつ
R1＝R2とすることにより、出力の直流電圧は一
定値のOVになる。
一般にパルス時間信号のキヤリア周波数はオー
デイオ信号に比べ十分に高いので、上記コンデン
サC1の値を適当な値に設定することにより、キ
ヤリア成分のみのキヤンセルを行うことができ
る。
デイオ信号に比べ十分に高いので、上記コンデン
サC1の値を適当な値に設定することにより、キ
ヤリア成分のみのキヤンセルを行うことができ
る。
ところが、第１図の回路では、演算増幅器A1
の正相入力と逆相入力とがコンデンサC1を介し
て相互接続されているため、その出力信号の周波
数が高くなると、このコンデンサC1を介しての
正帰還が増大し、第２図に示すように高域周波数
においてピークを持つと共に、動作が不安定とな
る欠点があつた。
の正相入力と逆相入力とがコンデンサC1を介し
て相互接続されているため、その出力信号の周波
数が高くなると、このコンデンサC1を介しての
正帰還が増大し、第２図に示すように高域周波数
においてピークを持つと共に、動作が不安定とな
る欠点があつた。
本考案は上述した点に鑑みてなされたもので、
その目的とするところは、高域周波数特性の平坦
化と動作の安定化を図つた信号変換回路を提供す
ることにある。
その目的とするところは、高域周波数特性の平坦
化と動作の安定化を図つた信号変換回路を提供す
ることにある。
以下本考案を第３図及び第４図を参照して説明
するが、第３図において第１図と同等の部分には
同一符号を付してある。
するが、第３図において第１図と同等の部分には
同一符号を付してある。
本考案による信号変換回路では、演算増幅器
A1の正相入力をコンデンサC2を介してアースに
接続しているが、これ以外は第１図の回路と同じ
である。
A1の正相入力をコンデンサC2を介してアースに
接続しているが、これ以外は第１図の回路と同じ
である。
このようにコンデンサC2を追加接続すると、
正相入力への正帰還量がコンデンサC1及びC2の
容量値に応じて減少する。すなわち、コンデンサ
C1のみの場合には全帰還となるが、コンデンサ
C2の付加によつて帰還量がC1／（C1＋C2）にな
る。従つて、正帰還量が制限されることになり、
動作が安定化すると共に、第４図に示すように、
周波数特性が高域まで平坦なものとなる。
正相入力への正帰還量がコンデンサC1及びC2の
容量値に応じて減少する。すなわち、コンデンサ
C1のみの場合には全帰還となるが、コンデンサ
C2の付加によつて帰還量がC1／（C1＋C2）にな
る。従つて、正帰還量が制限されることになり、
動作が安定化すると共に、第４図に示すように、
周波数特性が高域まで平坦なものとなる。
なお、上述の実施例では、コンデンサC1及び
C2と直列に抵抗が接続されていないが、小さな
値の抵抗であれば直列接続されても同様の効果が
得られる。
C2と直列に抵抗が接続されていないが、小さな
値の抵抗であれば直列接続されても同様の効果が
得られる。
本考案は上述したように、キヤリアのキヤンセ
ルのため演算増幅器の正相入力と逆相入力との間
に接続したコンデンサによる正帰還効果がもたら
す高域ゲインの上昇、正相入力とアース間にコン
デンサを追加接続して帰還量を減少することでな
くしたものであり、このことにより動作の安定化
と周波数特性の平坦化の図られた信号変換回路が
得られる。
ルのため演算増幅器の正相入力と逆相入力との間
に接続したコンデンサによる正帰還効果がもたら
す高域ゲインの上昇、正相入力とアース間にコン
デンサを追加接続して帰還量を減少することでな
くしたものであり、このことにより動作の安定化
と周波数特性の平坦化の図られた信号変換回路が
得られる。
第１図はFM波の検波に適用した従来回路を示
す回路、第２図は第１図の回路の欠点を説明する
ためのグラフ、第３図は本考案による回路の一実
施例を示す回路図、及び第４図は本考案の効果を
説明するためのグラフである。 A1……演算増幅器、C1，C2……コンデンサ、
R1，R2……抵抗。
す回路、第２図は第１図の回路の欠点を説明する
ためのグラフ、第３図は本考案による回路の一実
施例を示す回路図、及び第４図は本考案の効果を
説明するためのグラフである。 A1……演算増幅器、C1，C2……コンデンサ、
R1，R2……抵抗。
Claims (1)
- 演算増幅器の正相入力を抵抗を介してアース
に、逆相入力を抵抗を介してその出力にそれぞれ
接続すると共に、前記正相入力及び逆相入力間に
コンデンサを接続し、前記正相入力及び逆相入力
にそれぞれ加えられるパルス時間変調信号をオー
デイオ信号に変換する信号変換回路であつて、前
記演算増幅回路の正相入力をコンデンサを介して
アースに接続したことを特徴とする信号変換回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13649982U JPS5942641U (ja) | 1982-09-10 | 1982-09-10 | 信号変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13649982U JPS5942641U (ja) | 1982-09-10 | 1982-09-10 | 信号変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5942641U JPS5942641U (ja) | 1984-03-19 |
| JPH021965Y2 true JPH021965Y2 (ja) | 1990-01-18 |
Family
ID=30306888
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13649982U Granted JPS5942641U (ja) | 1982-09-10 | 1982-09-10 | 信号変換回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5942641U (ja) |
-
1982
- 1982-09-10 JP JP13649982U patent/JPS5942641U/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5942641U (ja) | 1984-03-19 |
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