JPH0219660B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、スペクトラム拡散受信信号からデー
タ信号を復調するスペクトラム拡散受信装置に関
する。

〔発明の技術的背景とその問題点〕 スペクトラム拡散（Spread Spectrum以下
「SS」と略す）通信方式は、符号分割多重通信方
式とも呼ばれ例えば衛星通信等に利用されてい
る。このSS通信方式は、時分割多重通信方式や
周波数分割多重通信方式とは異なり信号の伝送を
制御する中央制御が不要でランダムアクセスが可
能である。

SS通信方式では、PSK（Phase Shift Keying）
による直接拡散方式によりSS信号がつくられ送
信側から受信側に送られることが多い。この場
合、SS信号は、例えば伝送すべき情報信号を高
速の擬似ランダム（PN）符号系列信号と加算し
た後、搬送波を加算結果に対応して位相変調する
ことにより発生される。

受信側では、SS受信装置によりSS信号を受信
し例えば次に示すようなステツプまたはこれらス
テツプ相当の操作を経て情報信号を復調する。

(a) 入力SS信号のPN符号系列の先頭位置のサー
チ (b) 入力SS信号のPN符号系列と同期した拡散復
調用符号系列の発生 (c) 入力SS信号と上記(b)で発生された符号系列
との乗算 (d) 上記(c)により得られたPSK変調信号から搬
送波の抽出 (e) 上記(d)で再生された搬送波とPSK変調信号
との乗算 これら(a)〜(e)の操作を行えば受信SS信号から
情報信号を復調することができる。

しかしながら、従来のSS受信装置では、これ
ら(a)〜(e)の操作を個々に行うため、復調部が複雑
化し回路動作の安定性に欠ける面があつた。ま
た、PN符号系列長が長いと上記(a)御の操作に時
間を要するため、上記(b)での同期確立時間が長く
なる欠点があつた。

一方、これら欠点を除去するSS受信装置とし
て第２図に示す装置がある。すなわち、この第２
図に示すSS受信装置では、受信SS信号は乗算器
２１，２２に供給され、乗算器２１で局部発振器
２３の出力信号と、乗算器２２で移相器２４の出
力信号とそれぞれ乗算（混合）される。移相器２
４は局部発振器２３の出力信号に90゜の位相変化
を与える90゜移相器である。

いま、搬送波の角周波数をω、PN符号（０ま
たはπ）をＰ（ｔ）、伝送すべき情報（データ）
（０またはπ）をθ（ｔ）、さらに位相誤差分をφ
とすると、受信SS信号はcos｛ωt＋Ｐ（ｔ）＋θ
（ｔ）＋φ｝で表わされる。また、局部発振器２３
の出力信号はcosωtで表わされ、移相器２４の出
力信号はsinωtで表わされる。

したがつて、乗算器２１及び２２からは、直流
成分、搬送波の周波数成分及びその高調波成分が
出力される。ローパスフイルタ２５，２６はこの
乗算器２１，２２の出力からそれぞれ信号cos｛Ｐ
（ｔ）＋θ（ｔ）＋φ｝、sin｛Ｐ（ｔ）＋θ（ｔ）＋
φ｝
を抽出する。このローパスフイルタ２５，２６の
出力信号は、それぞれＡ／Ｄ変換器２７，２８で
デイジタル信号に変換されたのちそれぞれマツチ
ドフイルタ２９，３０に供給される。マツチドフ
イルタ２９及び３０は、入力信号に含まれるPN
符号Ｐ（ｔ）と、受信側に固有の予じめ決められ
たPN符号との一致を検出するもので両PN符号
が一致する場合に、データ信号cosθ（ｔ）、sinθ
（ｔ）をそれぞれ出力する。すなわち、このマツ
チドフイルタ２９，３０は、予じめ与えられた
PN符号を入力デジタル信号との相関をとるよう
構成され、例えばPN符号の個々の値と時々刻々
得られる各入力デジタル信号値の積の総和が順次
得られるよう構成される。もし受信装置固有の
PN符号と入力デジタル信号のPN符号とが一致
する場合は、上記積の総和が大になりマツチドフ
イルタ２９，３０から大きなピークをもつ信号を
出力してPN符号の一致を検出する。PN符号が
一致しない場合は、上記積の総和がピークをもた
ず出力は単なる雑音にしかならない。したがつ
て、PN符号が一致する場合にのみマツチドフイ
ルタ２９，３０からデータ信号cosθ（ｔ）、sinθ
（ｔ）がそれぞれ出力されるため、受信装置間に
おける混信や該受信等の心配がない。これらマツ
チドフイルタ２９，３０の出力信号は、自乗器３
１，３２に供給され、自乗されたのち、加算器３
３で加算される。フイルタ３４は、この加算結果
が所定レベル以上あるとき受信SS信号中のPN符
号系列信号の先頭位置があつたことを検出し信号
出力する。

また、マツチドフイルタ２９，３０の出力信号
は乗算器３５に供給され、乗算器３５の出力は局
部発振器２３を制御するループフイルタ３６に供
給される。これにより受信初期状態に含まれる位
相誤差成分φが除去される。すなわち、初期状態
では乗算器３５からcos｛θ（ｔ）＋φ｝×sin｛θ
（ｔ）＋φ｝＝１／２sin｛2θ（ｔ）＋2φ｝＝sinφ
φ（θ （ｔ）＝０、π）なる出力が得られ、これをループ
フイルタ３６に通し例えば積分してこの結果に基
づいて局部発振器２３（例えば電圧制御発振器）
出力の位相をφ＝０になるように制御する。

この制御はフイルタ３４で受信PN符号の先頭
位置が検出されたときのみ行われる。

復調データはマツチドフイルタ２９の出力を判
定することにより得られる。

この第２図に示す構成では、フイルタ３４で受
信PN符号系列の先頭位置を検出するため、上記
(a)のサーチ操作が不要であり同期確立時間が短縮
される。

また、ローパスフイルタ２５，２６の出力信号
（ベースバンド信号）以後の信号処理を容易にデ
イジタル化でき、安定な動作が期待できる。

しかしながら、この構成では、高品質な復調デ
ータを得るため量子化ビツト数を増やすとマツチ
ドフイルタ部分の規模が大きくなり、簡易な受信
装置を得ることが困難になる。一方、簡易な構成
にするため量子化ビツト数を少なくするとそれだ
け信号振幅の量子化による劣化が大きくなり、復
調データの品質が低下してしまう。

〔発明の目的〕

本発明は上記した事情を考慮してなされたもの
で、簡易な構成で復調データ品質の劣化が抑制で
きるSS受信装置を提供することを目的とする。

〔発明の概要〕

本発明によるSS受信装置は、SS信号に含まれ
る擬似ランダム符号系列成分に同期した擬似ラン
ダム符号系列信号を出力する符号発生手段を設
け、この符号発生手段の出力信号と受信SS信号
から搬送波周波数成分を除去して抽出されたベー
スバンド帯のSS信号とを乗算することによりデ
ータ信号を抽出するようにしたものである。

〔発明の実施例〕

以下、本発明によるSS受信装置の一実施例を
第１図を参照して説明する。

第１図は、本発明によるSS受信装置の一実施
例を説明する概略構成図である。第１図において
第２図と同じ構成部分には同一番号を付し、異な
る構成部分を主に説明する。すなわち、第１図に
おいては、フイルタ３４により、受信SS信号に
含まれるPN符号系列に先頭位置が検出された場
合にこのフイルタ３４の出力信号が供給される
PN符号発生器３７が設けられる。このPN符号
発生器３４は、フイルタ３４からのPN符号系列
信号先頭位置の検出信号に基づきPN符号系列信
号を発生する。フイルタ３４では、受信SS信号
の少なくとも１周期でPN符号系列信号の先頭位
置を検出することができるが、受信状態例えば雑
音が多い状態のときには複数周期にわたつて複数
回検出するようにすればより正確に先頭位置を決
めることができる。PN符号発生器３７では、受
信PN符号の先頭位置が決定された周期の例えば
次の周期の受信PN符号に同期してPN符号系列
信号が出力される。このPN符号発生器３７の出
力信号は乗算器３８に供給される。乗算器３８に
はローパスフイルタ２５の出力信号も供給されロ
ーパスフイルタ２５出力とPN符号発生器３７出
力との乗算が行われる。ローパスフイルタ２５の
出力信号は、受信SS信号から搬送波周波数成分
が除去されたベースバンド帯のSS信号である。
局部発振器２３からは閉ループにより受信SS信
号搬送波の位相に追従した局部発振信号が得られ
るのでローパスフイルタ２５出力には位相誤差は
含まれていない。したがつて、乗算器３８では、
SS信号に含まれるPN符号系列とPN符号発生器
３７の出力PN符号系列の先頭位置を一致させて
乗算を行うことができる。これにより、乗算器３
８からは、PN符号系列成分が除去された信号が
出力される。この出力信号はフイルタ３９に供給
され高周波成分が除去されてデータ信号が復調さ
れる。この復調データは、マツチドフイルタ２９
に入力される前のSS信号とこれに含まれるPN符
号系列に同期したPN符号系列信号との乗算の結
果得られた信号であり、データ信号はマツチドフ
イルタ２９での劣化を受けていない。すなわち、
マツチドフイルタ２９がデイジタル回路で構成さ
れる場合、入力信号は量子化されるためマツチド
フイルタ内での乗算結果や加算結果は量子化によ
る劣化を受け信号対雑音比が低下する。しかしな
がら、第１図に示す構成ではマツチドフイルタ２
９に入力される前のSS信号を利用するため、マ
ツチドフイルタ２９での劣化を受けない。例え
ば、同一の復調データ誤り率を得る場合でかつマ
ツチドフイルタ２９に入力される信号が１ビツト
量子化された場合、第１図の構成の方がマツチド
フイルタ２９出力を復調データとする場合（第２
図）よりも2dB送信電力が少なくてよい。すなわ
ち、第１図の構成では、量子化に起因するマツチ
ドフイルタ２９での劣化の影響を受けないため、
信号電力対雑音電力比を上記条件の場合2dB改善
することができる。したがつて、第１図と第２図
の構成において、送信電力が同等である場合、同
一の復調データ品質を得る上では第１図の構成の
方が量子化ビツト数をより削限することができマ
ツチドフイルタ部分の規模を小さくしてより簡易
なSS受信装置を構成することができる。

なお、ローパスフイルタ２５の出力ではなく
Ａ／Ｄ変換器２７の出力デイジタル信号を乗算器
３８に供給しPN符号系列と乗算してもよい。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明によるSS受信装置
によれば、簡易な構成で復調データ品質の劣化を
制することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明によるスペクトラム拡散受信
装置の一実施例を説明する概略構成図、第２図
は、従来のスペクトラム拡散受信装置を説明する
概略構成図である。 ２１，２２，３５，３８…乗算器、２５，２６
…ローパスフイルタ、２７，２８…Ａ／Ｄ変換
器、２９，３０…マツチドフイルタ、３１，３２
…自乗器、３３…加算器、３４，３９…フイル
タ、３７…PN符号発生器、３６…ループフイル
タ、２３…局部発振器、２４…移相器。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 搬送波周波数成分及び擬似ランダム符号系列
   成分及びデータ成分を含むスペクトラム拡散信号
   が供給され搬送波周波数成分を除去して擬似ラン
   ダム符号系列成分及びデータ成分を含む第１の信
   号を出力する第１の抽出手段と、この第１の抽出
   手段の出力信号が供給され前記擬似ランダム符号
   系列成分が予じめ決められた所定の擬似ランダム
   符号系列成分である場合に前記データ成分を含む
   第２の信号を出力する第２の抽出手段と、この第
   ２の抽出手段の出力信号が供給され前記第１の信
   号中に含まれる擬似ランダム符号系列成分に同期
   した前記所定の擬似ランダム符号系列信号を出力
   する符号発生手段と、この符号発生手段の出力信
   号及び前記第１の信号が供給され乗算して前記デ
   ータ成分を抽出する第３の抽出手段とを具備する
   スペクトラム拡散受信装置。