JPH0219662B2 - - Google Patents
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- JPH0219662B2 JPH0219662B2 JP54500523A JP50052379A JPH0219662B2 JP H0219662 B2 JPH0219662 B2 JP H0219662B2 JP 54500523 A JP54500523 A JP 54500523A JP 50052379 A JP50052379 A JP 50052379A JP H0219662 B2 JPH0219662 B2 JP H0219662B2
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- Japan
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- signal
- amplitude
- frequency
- fsk
- output
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/12—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/122—Modulator circuits; Transmitter circuits using digital generation of carrier signals
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Reduction Or Emphasis Of Bandwidth Of Signals (AREA)
Description
請求の範囲
１ ２進入力信号に応動して周波数偏移変調出力
信号を発生する手段を含み同一の２進入力信号に
よつて振幅と周波数が同時に直接変調されるよう
な波形を発生する装置において、 第１および第２の利得を有し、前記２進入力信
号が一方の状態である場合には第１の利得を選択
して前記周波数偏移変調信号を増幅し、前記２進
入力信号が他方の状態である場合には第２の利得
を選択して前記周波数偏移変調信号を増幅する増
幅手段を含み、前記周波数が減少するときは前記
周波数偏移変調信号の下側波帯を抑圧するために
振幅を減少するように、或は前記周波数が増大す
るときは前記周波数偏移変調信号の上側波帯を抑
圧するために振幅を減少するように、前記増幅が
行なわれると共に、該第１および第２の利得の比
は実質的に0.6と0.9の間にあることを特徴とする
波形発生装置。
信号を発生する手段を含み同一の２進入力信号に
よつて振幅と周波数が同時に直接変調されるよう
な波形を発生する装置において、 第１および第２の利得を有し、前記２進入力信
号が一方の状態である場合には第１の利得を選択
して前記周波数偏移変調信号を増幅し、前記２進
入力信号が他方の状態である場合には第２の利得
を選択して前記周波数偏移変調信号を増幅する増
幅手段を含み、前記周波数が減少するときは前記
周波数偏移変調信号の下側波帯を抑圧するために
振幅を減少するように、或は前記周波数が増大す
るときは前記周波数偏移変調信号の上側波帯を抑
圧するために振幅を減少するように、前記増幅が
行なわれると共に、該第１および第２の利得の比
は実質的に0.6と0.9の間にあることを特徴とする
波形発生装置。
２ 請求の範囲第１項に記載の波形発生装置にお
いて、 前記増幅手段は、各々異なる利得を有し２進入
力信号の状態に従つて選択される１対の増幅器を
含むことを特徴とする波形発生装置。
いて、 前記増幅手段は、各々異なる利得を有し２進入
力信号の状態に従つて選択される１対の増幅器を
含むことを特徴とする波形発生装置。
３ 請求の範囲第１項に記載の波形発生装置にお
いて、 周波数偏移変調信号は、２進入力信号の状態に
よつて量を調整した位相のデイジタル増分を周期
的に累算することによつて発生することを特徴と
する波形発生装置。
いて、 周波数偏移変調信号は、２進入力信号の状態に
よつて量を調整した位相のデイジタル増分を周期
的に累算することによつて発生することを特徴と
する波形発生装置。
発明の分野
本発明は、入力信号によつて周波数変調された
波形の帯域を減少する方法と、この方法を実現す
るために入力信号振幅に応動して角速度が変化す
るような周期波形を発生する手段を有する変調器
とに関する。
波形の帯域を減少する方法と、この方法を実現す
るために入力信号振幅に応動して角速度が変化す
るような周期波形を発生する手段を有する変調器
とに関する。
発明の背景
周波数偏移（FSK）変調は低速変復調器の１
次チヤネルや高速変復調器の２次チヤネルあるい
は逆方向チヤネルにおいてデータ通信に広く使用
されている。周波数偏移変調は理論的には無限の
帯域をとることになる急激変調方式である。各チ
ヤネルに固定した帯域が割り当てられる周波数分
割多重伝送方式においては、FSK信号の側波帯
が隣接チヤネルに干渉を生ずることがあり、従つ
てFSK信号を送信する前に何かの波手法が一
般に必要になる。しかしながらフイルタの諸条件
は扱いにくいので、FSK信号のスペクトルを整
形してから波することでフイルタの設計条件を
緩和し、これによつてそのコストを減ずる努力が
払われている。
次チヤネルや高速変復調器の２次チヤネルあるい
は逆方向チヤネルにおいてデータ通信に広く使用
されている。周波数偏移変調は理論的には無限の
帯域をとることになる急激変調方式である。各チ
ヤネルに固定した帯域が割り当てられる周波数分
割多重伝送方式においては、FSK信号の側波帯
が隣接チヤネルに干渉を生ずることがあり、従つ
てFSK信号を送信する前に何かの波手法が一
般に必要になる。しかしながらフイルタの諸条件
は扱いにくいので、FSK信号のスペクトルを整
形してから波することでフイルタの設計条件を
緩和し、これによつてそのコストを減ずる努力が
払われている。
米国特許第3054073号においては、搬送波の角
速度を基底帯域信号によつて変調し、角速度変調
された搬送波の振幅を基底帯域信号の指数変換形
である信号によつて変調するような振幅・角速度
変調を利用した手法が示されている。この方法に
よつて単側波帯の角速度変調信号が得られるがそ
の実現は複雑で高価である。また結果として得ら
れる単側波帯信号の帯域は元の信号より広いこと
がある。
速度を基底帯域信号によつて変調し、角速度変調
された搬送波の振幅を基底帯域信号の指数変換形
である信号によつて変調するような振幅・角速度
変調を利用した手法が示されている。この方法に
よつて単側波帯の角速度変調信号が得られるがそ
の実現は複雑で高価である。また結果として得ら
れる単側波帯信号の帯域は元の信号より広いこと
がある。
米国特許第3895316号では基底帯域信号の変換
を行なわない振幅変調と周波数変調を組み合せる
手法が用いられている。周波数変調と搬送波抑圧
振幅変調の両過程を用いて出力可聴信号の「チヤ
ープ」品質を達成し、これによつて聴者に対する
音の識別性を改善している。しかしこの搬送波抑
圧は周波数変調のみによるより広い帯域を必要と
することになる。
を行なわない振幅変調と周波数変調を組み合せる
手法が用いられている。周波数変調と搬送波抑圧
振幅変調の両過程を用いて出力可聴信号の「チヤ
ープ」品質を達成し、これによつて聴者に対する
音の識別性を改善している。しかしこの搬送波抑
圧は周波数変調のみによるより広い帯域を必要と
することになる。
本発明によれば、上述の問題は次のような方法
および装置によつて解決される。すなわち、その
方法は、振幅と周波数が同一の入力信号によつて
個々にかつ同時に変調されるように入力信号の振
幅に従つて周波数変調波形の振幅を変調し、最小
波形振幅と最大波形振幅の比を0.6から0.9の範囲
内に設定することを特徴とする。またその装置
は、変化する波形の包絡線の振幅を入力信号振幅
に応動して実質的に0.6と0.9の間にある最大包絡
線振幅に対する最小包絡線振幅の比の範囲内に調
整し、角速度と包絡線振幅が同一の入力信号によ
つて個々に調整されることを特徴とする。
および装置によつて解決される。すなわち、その
方法は、振幅と周波数が同一の入力信号によつて
個々にかつ同時に変調されるように入力信号の振
幅に従つて周波数変調波形の振幅を変調し、最小
波形振幅と最大波形振幅の比を0.6から0.9の範囲
内に設定することを特徴とする。またその装置
は、変化する波形の包絡線の振幅を入力信号振幅
に応動して実質的に0.6と0.9の間にある最大包絡
線振幅に対する最小包絡線振幅の比の範囲内に調
整し、角速度と包絡線振幅が同一の入力信号によ
つて個々に調整されることを特徴とする。
図面において、
第１図は本発明の原理による振幅および周波数
変調発振器のブロツク図、 第２図は種々の量の振幅変調についてAM−
FSK信号と同じ側波帯電力の減少を実現するた
めに純FSK信号を減らさなければならない電力
の量を示す図、 第３図はアナログ回路を利用した本発明の実施
例のブロツク図、 第４図は本発明の理解に有用な第３図に関連し
た時間的に変化する波形の図、 第５図は本発明の全デイジタル方式による実施
例のブロツク図である。
変調発振器のブロツク図、 第２図は種々の量の振幅変調についてAM−
FSK信号と同じ側波帯電力の減少を実現するた
めに純FSK信号を減らさなければならない電力
の量を示す図、 第３図はアナログ回路を利用した本発明の実施
例のブロツク図、 第４図は本発明の理解に有用な第３図に関連し
た時間的に変化する波形の図、 第５図は本発明の全デイジタル方式による実施
例のブロツク図である。
発明の概要
本発明によれば、搬送波の包絡線の最大振幅に
対する最小振幅の比（ρ）が実質的に不等式0.6
＜ρ＜0.9に制限されているとき、周波数変調さ
れた搬送波を基底帯域信号で同時に直接変調する
ことによつて、基底帯域信号によつて周波数変調
された搬送波の一方の側波帯の大きな抑圧効果が
得られる。
対する最小振幅の比（ρ）が実質的に不等式0.6
＜ρ＜0.9に制限されているとき、周波数変調さ
れた搬送波を基底帯域信号で同時に直接変調する
ことによつて、基底帯域信号によつて周波数変調
された搬送波の一方の側波帯の大きな抑圧効果が
得られる。
ひとつの実施例においては、FSKプロセスの
制御に使用したのと同じ２進入力信号によつて従
来技術のFSK変調器の出力を振幅変調する。
各々所定の利得を有する１対の増幅器を２進信号
によつて選択的に付勢してFSK信号を増幅し、
これによつて、以後AM−FSKと称する振幅変調
と周波数偏移変調の組合せを実現するアナログ手
法を利用して振幅変調を行なう。
制御に使用したのと同じ２進入力信号によつて従
来技術のFSK変調器の出力を振幅変調する。
各々所定の利得を有する１対の増幅器を２進信号
によつて選択的に付勢してFSK信号を増幅し、
これによつて、以後AM−FSKと称する振幅変調
と周波数偏移変調の組合せを実現するアナログ手
法を利用して振幅変調を行なう。
他の実施例においては、AM−FSK信号を合成
するのに全デイジタルの手法を用いる。所定の位
相増分をデイジタル的に累算することによつて周
期的信号を発生する。この周期は位相増分を増加
する速度と、位相増分の大きさと、増分を累算す
るのに使用するレジスタの容量によつて設定され
る。位相はデイジタル正弦波に変換され、次にこ
れに振幅レベルのデイジタル表示を乗算する。こ
の後、デイジタル・アナログ変換によつてプロセ
スが完了する。
するのに全デイジタルの手法を用いる。所定の位
相増分をデイジタル的に累算することによつて周
期的信号を発生する。この周期は位相増分を増加
する速度と、位相増分の大きさと、増分を累算す
るのに使用するレジスタの容量によつて設定され
る。位相はデイジタル正弦波に変換され、次にこ
れに振幅レベルのデイジタル表示を乗算する。こ
の後、デイジタル・アナログ変換によつてプロセ
スが完了する。
詳細な説明
本発明に従つて振幅変調および周波数変調を組
み合せる方法を第１図に示す。振幅が時間的に変
化する入力信号が電圧制御発振器１０１に与えら
れて、入力基底帯域信号の振幅に従つて発振器の
周波数を制御し、これによつて周波数変調
（FM）信号を発生する。電圧制御発振器（VCO）
の出力は一定の包絡線振幅を有する正弦波のよう
な周期波形である。VCO出力の包絡線振幅は入
力基底帯域信号のの振幅に従つて包絡線変調器１
０３によつて調整される。出力信号の周波数と振
幅が共に変化することに注目されたい。包絡線範
囲制御装置１０２は出力信号の包絡線範囲を設定
する包絡線変調器１０３の部分である。包絡線範
囲制御装置がその周波数に直接比例して（すなわ
ち周波数が減少すると振幅も減少するように）出
力信号の振幅を変化するように構成されていれ
ば、包絡線変調器はFM信号の下側波帯を大幅に
抑圧することがわかつた。包絡線範囲制御装置が
その周波数に逆比例して（すなわち周波数が増大
すると振幅が減少するように）出力信号の振幅を
変化させるように構成されていれば、包絡線変調
器によつてFM信号の上側波帯は大幅に抑圧され
ることがわかつた。
み合せる方法を第１図に示す。振幅が時間的に変
化する入力信号が電圧制御発振器１０１に与えら
れて、入力基底帯域信号の振幅に従つて発振器の
周波数を制御し、これによつて周波数変調
（FM）信号を発生する。電圧制御発振器（VCO）
の出力は一定の包絡線振幅を有する正弦波のよう
な周期波形である。VCO出力の包絡線振幅は入
力基底帯域信号のの振幅に従つて包絡線変調器１
０３によつて調整される。出力信号の周波数と振
幅が共に変化することに注目されたい。包絡線範
囲制御装置１０２は出力信号の包絡線範囲を設定
する包絡線変調器１０３の部分である。包絡線範
囲制御装置がその周波数に直接比例して（すなわ
ち周波数が減少すると振幅も減少するように）出
力信号の振幅を変化するように構成されていれ
ば、包絡線変調器はFM信号の下側波帯を大幅に
抑圧することがわかつた。包絡線範囲制御装置が
その周波数に逆比例して（すなわち周波数が増大
すると振幅が減少するように）出力信号の振幅を
変化させるように構成されていれば、包絡線変調
器によつてFM信号の上側波帯は大幅に抑圧され
ることがわかつた。
この結果として得られる包絡線の振幅はここで
「Ａ」で示す最小値と、「Ｂ」で示す最大値の間で
変化するようになつている。本発明を理解するに
は最小値と最大値の比ρが便利で、これは等式ρ
＝Ａ／Ｂで定義される。後述するようにFM信号
の一方の側波帯を実質的に抑圧するようなある範
囲のρの値が存在する。
「Ａ」で示す最小値と、「Ｂ」で示す最大値の間で
変化するようになつている。本発明を理解するに
は最小値と最大値の比ρが便利で、これは等式ρ
＝Ａ／Ｂで定義される。後述するようにFM信号
の一方の側波帯を実質的に抑圧するようなある範
囲のρの値が存在する。
例に示すρ＝0.75の場合には、包絡線範囲制御
装置１０２が入力の基底帯域信号のダイナミツク
レンジを調整して、出力信号の包絡線振幅の最小
レベルを出力信号の包絡線振幅の最大レベルの
0.75倍に設定する。
装置１０２が入力の基底帯域信号のダイナミツク
レンジを調整して、出力信号の包絡線振幅の最小
レベルを出力信号の包絡線振幅の最大レベルの
0.75倍に設定する。
第２図には２進周波数偏移変調（FSK）の場
合に不等式0.6＜ρ＜0.9によつて実質的に規定さ
れる値の範囲にわたつて側波帯の有効な抑圧が可
能なことが示されている。純FSKはρ＝１の場
合で、搬送波のオンオフキーイングはρ＝０の場
合であることに注意されたい。第２図は抑圧され
た側波帯の電力と同一の減少を実現するための純
FSK信号の等価な減衰を示している。例えば、
FSK信号をほぼ9dB減衰すると、ρ＝0.75である
ように同じFSK信号を振幅変調したときの抑圧
された側波帯中の残留電力と、FSK信号のいず
れかの側波帯中の電力が同一になる。
合に不等式0.6＜ρ＜0.9によつて実質的に規定さ
れる値の範囲にわたつて側波帯の有効な抑圧が可
能なことが示されている。純FSKはρ＝１の場
合で、搬送波のオンオフキーイングはρ＝０の場
合であることに注意されたい。第２図は抑圧され
た側波帯の電力と同一の減少を実現するための純
FSK信号の等価な減衰を示している。例えば、
FSK信号をほぼ9dB減衰すると、ρ＝0.75である
ように同じFSK信号を振幅変調したときの抑圧
された側波帯中の残留電力と、FSK信号のいず
れかの側波帯中の電力が同一になる。
振幅変調を行なつたために、ガウス性雑音が存
在するときのAM−FSKの性能は純FSKに比べ
て若干低下する。ρ＝0.75である場合には、信号
対雑音比の低下は約1.5dBである。
在するときのAM−FSKの性能は純FSKに比べ
て若干低下する。ρ＝0.75である場合には、信号
対雑音比の低下は約1.5dBである。
このように、ρの最適値は実験的に求められ、
第２図からも明らかなようにρ＝0.75が好まし
い。
第２図からも明らかなようにρ＝0.75が好まし
い。
第３図は２進入力信号の場合について市販部品
で構成した本発明のより詳細な実施例である。
FSK変調器３０１は米国特許第3249896号に示さ
れている型の周波数偏移送信器である。回路３０
２〜３０５はプログラム可能な増幅器であり、３
０３は復号制御装置、３０５は出力増幅器であ
り、これは米国ハリス半導体社のHA−2400のよ
うな単一のチツプで利用できる。
で構成した本発明のより詳細な実施例である。
FSK変調器３０１は米国特許第3249896号に示さ
れている型の周波数偏移送信器である。回路３０
２〜３０５はプログラム可能な増幅器であり、３
０３は復号制御装置、３０５は出力増幅器であ
り、これは米国ハリス半導体社のHA−2400のよ
うな単一のチツプで利用できる。
FSK変調器３０１の入力信号は第４図Ａに示
されるような２進信号である。このFSK変調器
は入力信号が論理値１のときに高周波数を、入力
信号が論理値０のときに低周波数を有する正弦波
を発生する。FSK変調器３０１の出力インピー
ダンスは抵抗R0の値に比べて無視できる。変調
器の出力は第４図Ｂに示されるような純FSK信
号である。基底帯域信号はFSK信号の振幅を調
整するために直接に利用する。復号制御回路３０
３は入力リード３１１の論理値１に応動して増幅
器３０２を付勢し、増幅器３０４を消勢する。こ
れはまた入力リードの論理０に応動して増幅器３
０４を付勢し、増幅器３０２を消勢する。増幅器
３０２，３０４は全体の増幅器の入力段であり、
その出力段は増幅器３０５である。
されるような２進信号である。このFSK変調器
は入力信号が論理値１のときに高周波数を、入力
信号が論理値０のときに低周波数を有する正弦波
を発生する。FSK変調器３０１の出力インピー
ダンスは抵抗R0の値に比べて無視できる。変調
器の出力は第４図Ｂに示されるような純FSK信
号である。基底帯域信号はFSK信号の振幅を調
整するために直接に利用する。復号制御回路３０
３は入力リード３１１の論理値１に応動して増幅
器３０２を付勢し、増幅器３０４を消勢する。こ
れはまた入力リードの論理０に応動して増幅器３
０４を付勢し、増幅器３０２を消勢する。増幅器
３０２，３０４は全体の増幅器の入力段であり、
その出力段は増幅器３０５である。
増幅器３０２および３０５を通る信号の増幅率
は抵抗R0およびR1の大きさによつて決まり、そ
の値はR1／R0である。増幅器３０４および３０
５を通る信号の増幅率も同様に決まり、その値は
R2／R0である。実施例の場合のように、FSK信
号の下側波帯を大幅に抑圧することが望ましいと
きは、両抵抗値間にR2＝0.75R1の関係を持たせ
ておくのが適切である。このように選択すれば、
第４図Ｃの出力波形が生じよう。これに対して、
もし上側波帯を大幅に抑圧したければ、両抵抗の
間に次の関係を持たせるのがよい：R1＝0.75R2。
は抵抗R0およびR1の大きさによつて決まり、そ
の値はR1／R0である。増幅器３０４および３０
５を通る信号の増幅率も同様に決まり、その値は
R2／R0である。実施例の場合のように、FSK信
号の下側波帯を大幅に抑圧することが望ましいと
きは、両抵抗値間にR2＝0.75R1の関係を持たせ
ておくのが適切である。このように選択すれば、
第４図Ｃの出力波形が生じよう。これに対して、
もし上側波帯を大幅に抑圧したければ、両抵抗の
間に次の関係を持たせるのがよい：R1＝0.75R2。
しかしながら、多くの応用例において、最も良
い動作形態はデイジタル処理装置を時分割で使用
する形態であり、これは全体の動作が比較的複雑
になり、特殊な状況にないかぎり詳しく検討され
ることはないが効率の向上には有用である。この
ような実現方法は第５図に示されており、これは
全デイジタル化されておりLSI（大規模集積回路）
による構成になじむようになつている。
い動作形態はデイジタル処理装置を時分割で使用
する形態であり、これは全体の動作が比較的複雑
になり、特殊な状況にないかぎり詳しく検討され
ることはないが効率の向上には有用である。この
ような実現方法は第５図に示されており、これは
全デイジタル化されておりLSI（大規模集積回路）
による構成になじむようになつている。
第５図の回路においては、振幅ROM（読出し
専用メモリ）５０２は２進データ入力信号が１の
ときは、一つの振幅レベルを規定する８桁１組の
２進デイジツトを生じ、データ入力信号が０のと
きは他の振幅レベルを規定する他の８桁１組の２
進デイジツトを生ずる。リード（D0……D7）の
２進出力信号は８×８の掛算器５０８の入力リー
ド（B0……B7）に与えられる。
専用メモリ）５０２は２進データ入力信号が１の
ときは、一つの振幅レベルを規定する８桁１組の
２進デイジツトを生じ、データ入力信号が０のと
きは他の振幅レベルを規定する他の８桁１組の２
進デイジツトを生ずる。リード（D0……D7）の
２進出力信号は８×８の掛算器５０８の入力リー
ド（B0……B7）に与えられる。
位相増分ROM５０１は出力リードD0，D1，D2
およびD3に４ビツトで表わされる位相増分を発
生する。全位相は８ビツトで表わされ、レジスタ
５０５および５０６に蓄積されている。位相増分
は４ビツト加算器５０３および５０４によつて全
位相に加算され、全位相は各加算器の「Ｂ」入力
に与えられ、位相増分は加算器５０４の「Ａ」入
力に与えられる。加算器はＡ＋Ｂの動作を実行
し、和は「Ｓ」出力から利用できる。Cputは加算
のオーバフローであり、次の段に与えられるべき
ものであるが、ここではキヤリー出力と呼ばれ
る。Cioはキヤリー入力でA0のビツト（最下位の
ビツト）と同じ重みでＡ＋Ｂの和に加算される。
位相増分はクロツク信号の所定の変化時点で蓄積
レジスタに和を読み込むことによつて、周期的に
全位相に加えられる。位相増分を加算する速度で
出力信号の周波数が決まる。しかしながら加算さ
れるべき位相増分はROMへの２進データ入力信
号の状態によつて選択される。論理値１の状態で
は出力リードD0……D3には１組の４桁の２進デ
イジツトが得られ、論理値０の状態では出力リー
ドD0……D3に他の１組の４桁の２進デイジツト
が得られる。
およびD3に４ビツトで表わされる位相増分を発
生する。全位相は８ビツトで表わされ、レジスタ
５０５および５０６に蓄積されている。位相増分
は４ビツト加算器５０３および５０４によつて全
位相に加算され、全位相は各加算器の「Ｂ」入力
に与えられ、位相増分は加算器５０４の「Ａ」入
力に与えられる。加算器はＡ＋Ｂの動作を実行
し、和は「Ｓ」出力から利用できる。Cputは加算
のオーバフローであり、次の段に与えられるべき
ものであるが、ここではキヤリー出力と呼ばれ
る。Cioはキヤリー入力でA0のビツト（最下位の
ビツト）と同じ重みでＡ＋Ｂの和に加算される。
位相増分はクロツク信号の所定の変化時点で蓄積
レジスタに和を読み込むことによつて、周期的に
全位相に加えられる。位相増分を加算する速度で
出力信号の周波数が決まる。しかしながら加算さ
れるべき位相増分はROMへの２進データ入力信
号の状態によつて選択される。論理値１の状態で
は出力リードD0……D3には１組の４桁の２進デ
イジツトが得られ、論理値０の状態では出力リー
ドD0……D3に他の１組の４桁の２進デイジツト
が得られる。
増分変化する位相は正弦ルツクアツプ表５０７
によつて正弦表示に変換され、これは位相量を表
わす８ビツトの入力を位相量の正弦を表わす８ビ
ツトの出力に変換する回路である（すなわち、入
力デイジツトがそのデイジツトの正弦変換を含む
メモリのアドレスを指定する）。掛算器５０８は
高周波ロツクによつて設定された速度で通常のデ
イジタル的方法によつてＡ×Ｂの操作をデイジタ
ル的に実行する。この掛算のデイジタル積はデイ
ジタル・アナログ変換器５０９によつてアナログ
量に変換される。
によつて正弦表示に変換され、これは位相量を表
わす８ビツトの入力を位相量の正弦を表わす８ビ
ツトの出力に変換する回路である（すなわち、入
力デイジツトがそのデイジツトの正弦変換を含む
メモリのアドレスを指定する）。掛算器５０８は
高周波ロツクによつて設定された速度で通常のデ
イジタル的方法によつてＡ×Ｂの操作をデイジタ
ル的に実行する。この掛算のデイジタル積はデイ
ジタル・アナログ変換器５０９によつてアナログ
量に変換される。
先に述べたようにアナログおよびデイジタル処
理を組み合せるためにハイブリツド手法を有利に
使うことができることに注目されたい。
理を組み合せるためにハイブリツド手法を有利に
使うことができることに注目されたい。
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|---|---|---|---|
| US05/883,656 US4170764A (en) | 1978-03-06 | 1978-03-06 | Amplitude and frequency modulation system |
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|---|---|
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| JPH0219662B2 true JPH0219662B2 (ja) | 1990-05-02 |
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