JPH02197258A - 電流共振形フォワード・コンバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はＯＡ機器や情報伝送装置等の直流電源として使
用されるようになったスイッチング電源のうら電流共振
形フォワード・コンバークに関するものである。

〔従来の技術〕

近年、小形で高効率の直流電源を得るためにスイッチン
グ電源が多用されるようになった。スイッチング電源を
小形化する方法としては変換周波数を高めることが最も
効果的であり、数１００に欣からＩＭＨｚを超えるもの
も現われて来ている。

第３図はスイッチング電源として最も広く用いられてい
る従来の非共振形フォワード・コンバータであって、１
０１は入力直流電源、１０２はスイッチとして用いられ
るＦ　ＥＴ　）ランジスタ、１０４はトランス、１０４
１と１０４２はそれぞれ前記トランス１０４の一次巻線
と二次巻線、１０４３と１０３はそれぞれ前記トランス
１０４の磁束リセット用の三次巻線とダイオード、１０
５は磁束リセット時のための電圧阻止用ダイオード、１
０６はフリーホイリング用ダイオード、１０７と１０８
はそれぞれ出力電圧平滑用フィルタのインダクタとコン
デンサ、１０９は負荷抵抗である。

第４図は前記コンバータの各部の電圧波形を示したもの
であり、ｖ、Ｓはスイッチ１０２のゲート信号波形、ｖ
Ｄはダイオード１０６の両端の電圧波形、Ｅｏは出力電
圧波形である。

スイッチング周期Ｔ５に対するスイッチ１０２のオン期
間Ｔ１の比を変化させることによって、出力電圧Ｅ。を
調整することができる。

トランス１０４の磁束のリセットはスイッチ１０２のオ
フ期間中の成る時間にダイオード１０３が導通し、入力
直流電源１０１がトランス１０４の三次巻線１０４３に
逆向きに印加されることによって行われる。

前記コンバータにおいては、スイッチやダイオードの電
圧波形および電流波形が何れも短形波となるので、スイ
ッチやダイオードがオンおよびオフする時にスイッチン
グ損失が発生し、変換□周波数が高い程、効率が低下す
る欠点があった。

また、磁束リセット用の三次巻線１ｏ４３や高耐圧のダ
イオード１０３が必要であり、構造が複雑になるばかり
でなく高価格となる欠点もあった。

〔発明が解決しようとする課題〕

前述した変換周波数を高めることによるスイッチング損
失を減少させる方法として、最近、共振技術を用いてス
イッチング損失を零にした共振形コンバータの研究が盛
んに行われている。

第５図は共振形コンバータに使用されている共振スイッ
チを示したものであって、２０１および２０２はそれぞ
れ共振用のインダクタとコンデンサである。第５図にお
いて、（ａ）の電流共振形においてはスイッチ２０３を
流れる電流は正弦波形となり、（ｂ）の電圧共振形にお
いてはスイッチ２（］３がオフした時のスイッチ２０３
の両端の電圧が正弦波形となるので、何れの方式でもス
イッチング損失はほぼ零となる。

従って、通常の非共振形コンバータにおけるスイッチを
前述の共振スイッチに置き換えることにより、スイッチ
ング損失の極めて少ない共振形コンバータを実現するこ
とができる。

第６図の（ａ）はフォワード・コンバータに前述の電流
共振形スイッチを適用した電流共振全波形フォワード・
コンバータの回路図である。

（なお、フォワード・コンバータにおいては電圧阻止用
ダイオードがあるので、電圧共振形は実現できない。） 第６図の（ａ）において３０１は入力直流電源、３０２
はスイッチ用のＦ、ＥＴ）ランジスタ、３０３は前記Ｆ
ＥＴ）ランジスタ３０２に内蔵されているボディダイオ
ード、３０４は共振用インダクタ、３０５は一次巻線と
二次巻線の巻線比が１：ｎであるトランス、３０６は共
振用コンデンサ、３０７と３０８はそれぞれ電圧阻止用
およびフリーホイリング用ダイオード、３０９と３１０
はそれぞれ出力電圧平滑用のインダクタとコンデンサ、
３１１は負荷抵抗である。

前記ボディダイオード３０３によってスイッチ３０２の
電流は両方向に流れる全波形となっている。

前記トランス３０５の磁束のリセットは後述するように
コンデンサ３０６とトランス３０５の励磁インダクタン
スの共振によって行われるので、磁束リセット用の巻線
およびダイオードは不要である。

第６図の（ｂ）はトランスの二次側に換算した等価回路
を示したものであり、電源電圧はｎＥ　ｉ、共振用イン
ダクタはｎ２Ｌｒとなっており、Ｌ、はトランスの励磁
インダクタンスを二次側に換算したものを表わしている
。

なお、第６図の（ａ）においては、理解し易いように共
振用インダクタＬ、を表示しであるが、一般にトランス
を用いた共振形コンバータにおいては特に前記共振用イ
ンダクタを挿入せず、トランスの漏洩インダクタンスを
共振用インダクタとして利用するのが普通である。

スイッチＳのゲート信号をｖ、ｓ、共振用インダクタ１
．ｒに流れる電流をｌｒ、励磁電流をｉ□、共振用コン
デンサＣｒの電圧をｅ　ｒ　％　Ｄ　３の両端の電圧を
Ｖ。、平滑用インダクタＬを流れる電流を１゜、出力電
圧をＥ。とじ、これらの波形を示すと第７図のようにな
る。ここで、平滑用インダクタＬおよび平滑用コンデン
サＣの値は充分に大きく、１サイクルの間におけるＩ。

とＥ。は一定とする。

また、励磁電流１１の正負の最大値をＩ□及び１つとし
、１サイクルを５つの期間に分けて説明する。

期間１においては共振用インダクタＬ、に流れる電流１
ｒは直線的に増加し、ｌｒが（Ｉｏ　　Ｉ□）に辻する
とフリーホイリンクダイオードＤ３がオフとなり、期間
■においては共振用インダクタＬｒと共振用コンデンサ
Ｃｒが共振する。

時刻Ｔ２でスイッチＳがオフすると期間■に入り、前記
ｅ、は直線的に減少する。時刻Ｔ３で前記ダイオードＤ
、がオンとなり、電圧阻止用ダイオードＤ２はオフとな
る。

次に、期間ＩＶにおいては前記共振用コンデンサＣｒと
トランスの励磁インダクタンスＬ１とが共振してトラン
スの磁束のリセットが行われる。時刻′Ｆ、で再び電圧
阻止用ダイオードＤ２がオンし、期間ＶにおいてはＬｌ
には一定の電流−■、が流れ続け、１つ。には電力源流
Ｉ。と１１との差電流（Ｉｏ−Ｉ□）が流れる。

なお、出力電圧Ｅ。はＶ、の電圧を１ザイクルに亘って
平均した値となる。

電流共振形コンバータにおいては、スイッチがオンして
いる時間（０〜Ｔ２）がＬｒとＣｒの共振によって略一
定となるため、出力電圧の調整はＴ５を変化させて、即
ちスイッチング周波数を変化させて行うのが普通である
。

所がこの電流共振用フォワード・コンバータでは、リセ
ット用の巻線やダイオードが不要であるという利点はあ
るが、磁束リセット期間Ｔ３〜Ｔ４があるため、ＴＳを
Ｔ、より短くすることができず、スイッチング周波数を
余り高くすることができない。共振周期がｎ２Ｌ、とＣ
ｒとの共振できまるのに対し、磁束リセット周期はり。

とＣｒの共振できまり、しかも一般にｎ２Ｌｒ＜Ｌ、で
あるため、スイッチのオン時間に比べてスイッチング周
期Ｔ、ほかなり大きく保たねばならず、動作可能範囲が
極袷で限られるという欠点があった。

本発明は、前述の欠点を除去することにより、磁束リセ
ット用の巻線やダイオードが不要であるばかりでなく、
スイッチング損失が極めて少なく、しかも動作可能範囲
も極めて広い電流共振形フォワード・コンバータを提供
することを目的とするものである。

〔課題を解決するだめの手段〕

前述の目的を達成するために、本発明は、トランスの一
次側に入力直流電源とスイッチと共振用インダクタとを
直列に接続し、トランスの二次側に第１の共振用コンデ
ンサを接続し、前記第１の共振用コンデンサの両端に第
１のダイオードと第２の共振用コンデンサとの直列回路
を接続し、前記第２の共振用コンデンサの両端に第２の
ダイオドを接続し、さらに、前記第２のダイオードの両
端に平滑用のインダクタとコンデンサの直列回路を接続
し、前記平滑用コンデンサの両端に負荷抵抗を接続した
電流共振形フォワード・コンバータとするものである。

〔作用〕

共振用コンデンサを２分割し、それぞれのコンデンサ容
量を第１のコンデンサはＣｒｌ＋　第２のコンデンサは
Ｃｒ２とすると、スイッチＳのオン期間中の共振は共振
用リアクタＬ、とコンデン”ＪｉＣ。

十Ｃ，２）によって共振周波数がきまるのでω−１／　
　ｎ２Ｌｒ　（ｃ、＋＋ｃｒ２）　　　−−−−−−（
１）従来の電流共振形フォワード・コンバータの共振用
コンデンサ容量Ｃｒは（Ｃ、ｌ−１−Ｃ，２）に等しい
ので、共振周波数も同一である。

次に、トランスの磁束のリセット期間の共振は、電圧阻
止ダイオードＤ２はオフとなっているのでトランスの励
磁インダクタンスと第１の共振用コンデンサＣｒｌによ
って共振周波数がきまるω、−１１５］で〒■　　　　
　・・・・・・（２）従来の電流共振形フォワード・コ
ンバータにおいては、磁束リセット期間中における共振
用コンデンサ容量は変化しないのでＣ，−Ｃ，、十Ｃ，
２である。

従って（２）式における共振コンデンサ容量も大きいの
で共振周波数は低い値となる。

即ち、本発明による共振用コンデンサ分割方式による磁
束リセット期間中の共振周波数は、従来方式による共振
周波数よりも高くすることができる。

なお、スイッチＳのオン期間中において、共振用リアク
タしｒを流れる電流ｌｒの電流方向が逆転し、電圧阻止
ダイオードＤ２がオフとなった期間の共振周波数は 、・−１／丁石肩■肩Ｃ、、−０，（３）即ち、本発明
による共振用コンデンサ分割方式による共振周波数はω
、ω′及びω、の３つが存在する。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例である第１図に基づいて説明す
る。第１図の（ａ）は本発明の電流共振形フォワード・
コンバータの回路図であり、共振用コンデンサを２つに
分割し、その総合コンデンサ容量の大部分を第２の共振
用コンデンサ７として電圧阻止用の第１のダイオード８
の出力側に設け、極く一部のコンデンサ容量を第１のコ
ンデンサ６としてトランス５の二次側に並列接続してあ
り、その他の回路構成要素は前述した第６図の（ａ）に
おけるものと同一である。

なお、前記第１図の（ａ）においても共振用インダクタ
４を挿入して回路の動作を理解し易いようにしであるが
、一般にはトランス５の漏洩インダクタンスを共振用イ
ンダクタンスとして利用しており、特に前記共振用イン
ダクタ４を挿入しないのが普通であることは前述の通り
である。

第１図のら）はトランスの二次側に換算した等価回路で
あり、スイッチＳのゲート信号をｖ９ｓ、共振用インダ
クタＬ、に流れる電流をｌｒｓ共振用コンデンサＣｒｌ
及びＣｒ２の電圧をそれぞれｅｒｌ及びｅｒ２、励磁電
流を１．、、平滑用インダクタＬを流れる電流をＩ。、
出力電圧をＥ。とじ、これらの波形を示すと第２図のよ
うになる。ここで、平滑用のインダクタＬとコンデンサ
Ｃの値は充分に大きく、１サイクルの間におけるＩ。と
Ｅ。は定とし、励磁電流１□の正負の最大値を■□及び
−１゜とすることは第７図の説明と同一である。

第２図において：１サイクルを６つの期間に分けて説明
する。期間■においてはｌｒは直線的に増加し、１ｒが
（１，−１，）に達するとフリーホイリング・ダイオ−
下Ｄ３はオフとなり、期間■においては共振用のインダ
クタしｒとコンデンサ（Ｃｒｔ十Ｃｒ２）が共振し、そ
の共振周波数は（１）式の通りである。

なお、この間はｅｒｌとｅｒ２は同じ値である。

時刻Ｔ２で電圧阻止用ダイオードＤ２がオフすると、ｅ
ｒ２は期間■及び■に亘っ−Ｃ直線的に減少し、時刻Ｔ
、で前記ダイオードＤ３が再びオンとなる。

一方、期間■においてはｉｒの電流方向が逆転し、Ｌ、
とＣｒｌとが共振するが、その共振周波数は（３）式に
示す通りである。時刻Ｔ３でスイッチＳがオフすると、
以降り。とＣｒｌの共振が期間■と■に亘って生じ、ト
ランスの磁束のリセットが行われ、この期間の共振周波
数は（２）式に示す通りである。

次に、時刻Ｔ５で前記ダイオードＤ２が再びメンとなり
、期間■ではり、には一定電流−１１が流れ続け、前記
ダイオードＤ３には出力電流Ｉ。

と■１との差電流（１，−１，）が流れる。なお、出力
電圧Ｅ。はｅｒ□の電圧を１サイクルに亘って平均した
値となる。

以上説明したように、本発明による電流共振形フォワー
ド・コンバータはスイッチＳの動作は全波形、即ち、ｉ
ｒの電流方向が正・逆転するものであるが、回路動作は
木質的に半波形であって、時刻Ｔ２以降はｅｒ２が直線
領域に入っていることが分かる。

〔発明の効果〕

本発明による電流共振形フォワード・コンバータにおい
ては、トランスの磁束のリセットは第１の共振用コンデ
ンサＣｒｌとトランスの励磁インダクタンスＬ１の共振
で行われるため、Ｃｒ　ｌの容量を小さく選択すること
によってリセット期間を極めて短くすることができる。

従って、フォワード・コンバータであるにも拘らず、ス
イッチング周期Ｔ５を短く、即ちスイッチング周波数を
高めることができ、動作可能範囲が広くなる利点がある
。

また、トランスのリセットはトランス二次側の共振によ
って行われるので、リセット用の三次巻線や高耐圧のダ
イオードも不要であり、構造が簡単で小形軽量化するこ
とができるので低コストとなり、しかもスイッチング損
失が極めて少ない高効率の電流共振形フォワード・コン
バータを実現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図の（ａ）は本発明による共振用コンデンサを分割
した電流共振形フォワード・コンバータの回路図、第１
図の（ｂ）は前記回路図の等価回路、第２図は前記第１
図の各部の波形図、第３図は非共振形フォワード・コン
バータの回路図、第４図は前記第３図の各部の波形図、
第５図は電流共振形と電圧共振形の共振スイッチの回路
図、第６図の（ａ）は従来の電流共振形フォワード・コ
ンバータの回路図、第６図の（ｂ）は前記回路図の等価
回路、第７図は前記第６図の各部の波形図である。 １・・・入力直流電源、 ２・・・スイッチ用ＦＥＴ）ランジスタ、４・・・共振
用インダクタ、 ５・・・トランス、 ６・・・第１の共振用コンデンサ、 ７・・・第２の共振用コンデンサ、 ３．８．９・・・ダイオード、 １０・・・平滑用インダクタ、 １１・・・平滑用コンデンサ、 １２・・・負荷抵抗。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、トランスの一次側に入力直流電源とスイッチと共振
   用インダクタとを直列に接続し、トランスの二次側に第
   １の共振用コンデンサを接続し、前記第１の共振用コン
   デンサの両端に第１のダイオードと第２の共振用コンデ
   ンサとの直列回路を接続し、前記第２の共振用コンデン
   サの両端に第２のダイオードを接続し、さらに前記第２
   のダイオードの両端に出力平滑用のインダクタとコンデ
   ンサの直列回路を接続し、前記平滑用コンデンサの両端
   に負荷抵抗を接続したことを特徴とする電流共振形フォ
   ワード・コンバータ。