JPH021972Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 （考案の属する技術分野） 本考案は受信機の第２混合（または復調）回路
の改良に関するもので、入来電波の電界強度が場
所によつて変化する幅が大きく、しかも特に低い
復調歪率を要求される用途に適する高耐入力形第
２混合回路を提供することが特徴である。

（従来の技術） 受信入力が広いレベル範囲で変動する電界中で
使用する受信機、特に狭帯域FM移動受信機で
は、低歪率で復調を行うことは非常に難しい。こ
の理由は次のようである。

第１図は一般的な従来の受信機の回路構成例ブ
ロツク図で、図中のANTはアンテナ入力端子、
１はイメージスプリアス周波数を抑圧するための
広帯域フイルタ、２は第１周波数変換器または混
合器（以下ミキサという）で混合または変換利得
が0dB以上である。LO₁は第１ローカル信号（局
部発振周波数）入力、３は相互変調特性を得るた
めの狭帯域フイルタで、ここでは位相直線形フイ
ルタとする。４は第２ミキサでLO₂は第２ローカ
ル信号入力、５は隣接チヤネル選択度を得るため
の狭帯域フイルタ、６は高利得の中間周波増幅器
IFA，７は検波器、８は音声周波増幅器AFAで
ある。

第１図の受信機においてアンテナより入力した
受信波は１〜８の経路を通つて復調されるが、復
調歪率が抵いことが要求される受信機では、帯域
内で位相特性が直線になる位相直線フイルタを３
と５に使用する。しかしこの位相直線特性を得る
には回路の入、出力インピーダンスの整合を正し
くとることが必要である。第１、第２のミキサが
入力に対して出力がリニアすなわち各ミキサの入
出力インピーダンスが一定であれば、３および５
の位相直線フイルタの整合が変化しないので低い
復調歪率を保つことができる。ところがアンテナ
から入力した受信波電圧P₀（dB）は第１ミキサ２
において利得Ｇ（dB）で増幅されるから第２ミキ
サ４の入力電圧はP₀＋Ｇとなり、第１ミキサの
入力電圧よりＧ（dB）だけ大きい、そのため第２
ミキサは第１ミキサより早く直線特性領域から外
れて、帯域フイルタBPF３および５の整合がず
れてそれらの特性、すなわち位相直線特性および
振幅特性について所要のものが得られなくなると
いう欠点がある。

従来の通常の移動無線受信機では上記の問題が
あつても、通話に差支えない程度の歪率の地域で
使用するためあまり影響はないとし、従来は第２
図に一例を示すような簡単な第２ミキサ回路を使
用している。第２図において３および５は第１図
と同じ位相直線形フイルタ、C₄は第２ローカル
信号を入力するためのコンデンサ、４ａは整合回
路、４ｂはエミツタ接地形ミキサ回路である。図
示のように第２ローカル信号LO₂は小容量コンデ
ンサC₄を通じて４ａに入力するが、C₄が小さい
ためローカル信号が十分入力できないから第２ミ
キサ回路の直線性が悪く高耐入力形ミキサとなる
ことは望めない。もしコンデンサC₄を大きな容
量に変更すると、フイルタ３を通つた受信入力が
第２ローカル発振器側のLO₂の方に流れて損失と
なるだかりでなく、第１フイルタ３は中心周波数
が高くC₄の容量を大きくするとフイルタ３の整
合がとれなくなり特性が崩れてしまうという欠点
があり、C₄は小さいことが必要である。

なおSCPC−FM方式（１つの無線搬送波で１
つの情報を伝送する単一通信）を用いた移動通信
においては、一般に隣接チヤネルからの干渉を避
けるため受信機の選択度を厳しくし急峻な減衰傾
度を持つBPFを用いている。このようなBPFは
通過帯域内の伝送特性の位相と振幅の直線歪によ
つて復調歪率が劣化することはよく知られてい
る。このため上記の要求を考慮したBPFを３と
５に使用しているが、これらのBPFは入出力負
荷インピーダンスの値に敏感な特性を持つてい
る。

（考案の具体的な目的） 本考案は上記の欠点を除くために行つたもの
で、第２ミキサの利得をそれほど下げることなく
第２ローカル発振器よりの入力LO₂を十分印加し
て第２ミキサの直線性を広げ第２ミキサの高耐入
力化を図つた。

（考案の構成と作用） 第３図は本考案を実施した第２ミキサ回路の構
成例図である。この図中３と５は第１図同様の位
相直線形BPFである。また９は２分配器、４ａ
と４ｂは第２図と同じマツチング回路およびエミ
ツタ接地形ミキサである。

本考案では第２図と比較して２分配器９を使用
することが特徴であるからまず２分配器９につい
て説明する。

２分配器９には図示のように３つのポート，
，があつて→と→の間の信号伝送は
それぞれ3dBの減衰があり、との間は分離さ
れていて互に影響を受けることはない、またま
たはより内部を見たインピーダンスはまたは
の終端インピーダンスに関係なく２分配器の特
性インピーダンスと同一である。このような特徴
をもつ２分配器はハイブリツトトランスとして良
く知られている市販品もある。

さて上記の特徴を有する２分配器を第３図のよ
うに使用すると、BPF３を通つた入力信号は２
分配器９のポートに入り3dB減衰したものがポ
ートに出力する。他方第２ローカル信号LO₂は
ポートに入り3dB減衰してポートに出力し、
両信号共周波数は近いので共通のマツチング回路
４ａによつて第２ミキサ４ｂと整合をとる。４ｂ
の第２ミキサは直流電流を十分流し、２分配器９
のポートより第２ローカル信号LO₂を十分入力
させることが可能になり、ミキサの利得と直線性
を高めることができる。（従来は前記のように第
２ローカル信号を十分入力できなかつたので直線
特性は短かかつた。） 上記のような直線性改善によつてポートおよ
び第２ミキサ４ｂの入力、出力の各インピーダン
スが入力レベルに関係なく一定となり、BPF３
およびBPF５の整合が確立できるので両BPFの
波特性（位相と振幅）を活用することができ、
高耐入力形低復調歪率の復調信号を発生する受信
機が得られる。

第３図の第２ミキサ回路を用いた場合に入力信
号は２分配器９を通るため3dB減衰するので雑音
指数は3dB悪くなるが、第１図の構成の受信機の
場合アンテナよりみた受信機の雑音指数Ｆは次式
で表わされる。

Ｆ＝１／l₁（F₂＋１／l₃・１／l₉−１／G₂ ＋F₄−１／G₂l₃l₉＋……） ここでl₁はBPF1の減衰量、F₂は第１ミキサ単
体の雑音指数、l₃はBPF３の減衰量、l₉は２分配
器の減衰量＝約3dB，F₄は第２ミキサ単体の雑音
指数、G₂は第１ミキサの利得とする。

上のＦの式は結局G₂》１であればＦ＝１／l₁F₂と なるから２分配器の影響はない。

なお２分配器９のポートから第２ミキサを見
た反射係数が多少悪くてもポートから見た反射
係数は改善されるのでフイルタ３の整合がとり易
くなるという利点がある。これは次のように証明
される。いまポートの入力電圧をａ、ポート
の出力電圧またはミキサ４ｂの入力電圧をｂ、ミ
キサの反射係数をΓb、ミキサ４ｂの反射電圧を
ｃ、ポートの反射電圧をｄとすれば、ｂ＝ａ／
√２（２分配器で3dB減衰のため）、ｃ＝Γ_bｂ，
ｄ＝ｃ／√２となり、ポートでの反射係数Γ_a
はΓ_a＝ｄ／ａ＝Γ_b／√２・ａ／√２・１／ａ＝
Γ_b／２すなわち分配器に第２ミキサを接続した
ことにより、ミキサの単体の反射係数の半分（リ
ターンロス6dB改善）となりフイルタ３の整合が
容易になる。

（考案の効果） 本考案の第２ミキサ回路を使用することによつ
て高電界入力時においてもミキサの入、出力イン
ピーダンスが変化しないので、終端条件に敏感な
位相直線フイルタの性能をそのまま引出せること
になり、高耐入力形で復調歪率の小さい受信機が
実現できた。このような受信機はたとえば電界強
度の変化が著しい自動車無線の受信機等に広い用
途がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は一般的な従来の受信機の構成例図、第
２図は従来の第２ミキサ回路の構成例図、第３図
は本考案による第２ミキサ回路の構成例図であ
る。 １……広帯域フイルタ、２……第１ミキサ（混
合器）、３，５……狭帯域直線位相形フイルタ、
４……第２ミキサ、６……IFA、７……検波器、
８……AFA、９……２分配器、４ａ……マツチ
ング回路、４ｂ……エミツタ接地ミキサ、LO₁，
LO₂……ローカル発振器第１、第２よりの入力。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 位相直線形帯域フイルタを前段および後段に有
   する受信機の第２周波数混合回路を、前記前段帯
   域フイルタより供給される入力と局部発振電圧と
   を２つの独立入力としそのそれぞれの入力端より
   見たインピーダンスが２入力それぞれの終端イン
   ピーダンスに関係なく一定で、かつ各入力はそれ
   ぞれ約3dB減衰して出力される２分配器とこれに
   続く整合回路およびエミツタ接地形トランジスタ
   混合回路にて構成したことを特徴とする受信機の
   第２周波数混合回路。