JPH02199797A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、蛍光灯などの放電灯を高周波で点灯させる放
電灯点灯装置に関するものである。

［従来の技術］ 第６図は従来の放電灯点灯装置（特願昭６２６４８４号
出願参照）の要部構成を示す回路図である。この従来例
にあっては、インバータ式の放電灯において、スイッチ
ング用のトランジスタＱ。

に流れる電流を電圧に変換する電流検出抵抗ＲＩと、前
記電流検出抵抗Ｒ１により発生する検出電圧を第１の基
準電圧Ｖｒ、と比較して、第１の基準電圧Ｖｒ、以上と
なった場合に検出信号Ｉを発生する第１の検出回路１と
、前記電流検出抵抗Ｒ１により発生する検出電圧を第１
の基準電圧Ｖｒ＋よりも高い第２の基準電圧Ｖｒ２と比
較して、第２の基準電圧Ｖｒｚ以上となった場合に検出
信号を発生する第２の検出回路２とを備え、放電灯寿命
末期の場合に、前記電流検出抵抗Ｒ１により発生する検
出電圧が第１の基準電圧Ｖｒ１以上で第２の基準電圧Ｖ
ｒｚ未満となるように、第１及び第２の基準電圧Ｖｒ、
、Ｖｒ２を設定したものである。このように、放電灯寿
命末期に、スイッチング用のトランジスタＱ、に流れる
電流に応じて電流検出抵抗Ｒ１に発生する検出電圧が、
第１の基準電圧Ｖ　ｒ　、以上で第２の基準電圧Ｖｒ２
未満となるように、第１及び第２の基準電圧Ｖｒ、、Ｖ
ｒ２を設定することにより、放電灯寿命末期には、電流
検出抵抗Ｒ＋により発生する検出電圧が第１の基準電圧
Ｖｒ＋を越えることにより、第１の検出回路１が検出信
号Ｉを発生し、回路異常等による過電流が生じたときに
は、電流検出抵抗Ｒ７に発生する検出電圧が第２の基準
電圧Ｖｒ２を越えることにより、第２の検出回路２が検
出信号■を発生するものであり、各検出回路１．２の検
出信号Ｉ、■により、それぞれの場合に応じた適確な保
護動作を行うことができるものである。

以下、第６図の回路構成について具体的に説明する。イ
ンバータ回路の主スイツチング素子となるトランジスタ
Ｑ、のエミッタ側には、電流検出用の抵抗Ｒ３を直列接
続しである。この抵抗Ｒ＋に生ずる電圧降下を、検出回
路１及び検出回路２で検出し、検出信号１．Ｉ［を得て
いる。検出回路１はコンパレータＣＰＩ、基準電圧Ｖｒ
＋、アンドゲートＧ１、スイッチＳ界等から成る。また
、検出回路２は、コンパレータＣＰ２、基準電圧Ｖｒ２
から成る。これらの検出回路１．２は、検出抵抗Ｒ１に
よる検出電圧ｖＲ１が、各々基準電圧Ｖｒ、、Ｖｒ２以
上になると、それぞれコンパレータＣＰ　＋　、　ＣＰ
　ｔの出力が“Ｈｉｇｈ”レベルとなり、検出信号が得
られるものである。

ただし、検出回路１においては、コンパレータＣＰ１の
出力を、抵抗Ｒ０及びスイッチＳＷの接続点の電圧信号
と共にアンドゲートＧ１に入力し、このアンドゲートＧ
１の出力を検出信号としている。スイッチＳＷは、放電
灯が完全に点灯するまでの間、オンされる。抵抗Ｒ０及
びスイッチＳＷの接続点の電圧信号は、スイッチＳＷが
オンのときには“Ｌｏｗ”レベル、スイッチＳＷがオフ
のときには“Ｈｉｇｈ″レベルである。したがって、放
電灯の始動時に検出抵抗Ｒ，による検出電圧Ｖ　Ｒｌが
一時的に基準電圧Ｖｒ、以上となり、コンパレータＣＰ
１の出力が“Ｈｉｇｈ”レベルとなっても、スイッチＳ
Ｗがオンされている間は、検出信号Ｉを“Ｌｏｕ＋レベ
ルとさせることができ、始動時の過電流によるインバー
タ回路の停止を防止することができる。

第７図は、本実施例の動作説明図であり、第６図回路に
おける基準電圧Ｖｒ、、Ｖｒ２のレベルの相対関係を示
している。縦軸は検出抵抗Ｒ１による検出電圧ＶＲ１で
あり、横軸は時間ｔである。基準電圧Ｖｒ、、Ｖｒ２の
関係は図示した通り、基準電圧Ｖｒ２を高く設定し、基
準電圧Ｖｒ１を低く設定する。

放電灯の始動過程における検出抵抗Ｒ５による検出電圧
ＶＲ１のピーク値を基準電圧Ｖｒ＋、Ｖｒｚの間になる
ように、また通常時（正常点灯時）の検出電圧ＶＲ１は
基準電圧Ｖ　ｒ　ｌＪ：りも小さくなるようにする。さ
らに、寿命末期時（エミッタ消耗時）の検出抵抗Ｒ１に
よる検出電圧ＶＲＩは、基準電圧Ｖｒ、、Ｖｒ！の間に
なるようにする。このように基準電圧Ｖ　ｒ　１　。

Ｖｒ２を設定することにより、放電灯の寿命末期は基準
電圧Ｖｒ、により検出し、その検出信号により、放電灯
が寿命末期であることの表示を行ったり、あるいは、発
振モードを変えてインバータ出力を低減させることによ
り、スイッチング素子のストレスを低減させる。

また、回路の異常等による過電流は基準電圧Ｖｒｔによ
り検出し、この検出信号が得られた場合には、インバー
タ回路の発振を即時停止させたり、発振モードを変えて
インバータ出力を低減させることにより、発煙・発火あ
るいは爆発等を防止し、点灯装置の安全性を確保するも
のである。

第８図は、他の従来例の回路図である。この回路は、Ｌ
Ｃ直列共振回路を有するインバータ回路を用いた放電灯
点灯装置に、上述のような検出回路１，２を付加したも
のである。以下、その回路構成について説明する。直流
電源Ｅに対して、第１の主トランジスタＱ、と第２の主
トランジスタＱ２とが直列に接続され、主トランジスタ
Ｑ、、Ｑ。

のエミッタ側にはそれぞれ検出抵抗Ｒ，，Ｒ２が接続さ
れ、また各々に逆並列にダイオードＤ、、Ｄ。

が接続されている。これら２つの主トランジスタＱ、、
Ｑ２は交互にオン・オフされる。主トランジスタＱ、と
抵抗Ｒ１の直列回路の両端には、コンデンサＣ２を並列
接続された放電灯ＤＬが、チョークコイルＬ１とコンデ
ンサＣＩを介して接続されている。このような構成のイ
ンバータ回路においては、主トランジスタが２つ存在す
るため、検出回路も２組必要となる。第８図の回路にお
いては、放電灯寿命末期の検出回路１はトランジスタＱ
。

のエミッタ側の検出抵抗Ｒ２に接続し、回路異常時の安
全性確保のための検出回路２は各検出抵抗Ｒ，，Ｒ２に
接続している。

この第８図で示されるようなＬＣ直列共振回路を有する
インバータ回路においては、放電灯の正常時と放電灯寿
命末期時にスイッチング素子に流れる電流のピーク値の
差が大きく、抵抗Ｒ１，Ｒ２の両端電圧のピーク値の差
も大きくなることから、レベル検出が非常に有効である
。

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、放電灯の寿命末期時と正常時において、
スイッチング素子に流れる電流のピーク値がさほど変わ
らない場合には、上述のようなレベル検出方式では、判
別が非常に難しくなってくる０例えば、第９図に示すよ
うな２灯並列の共振回路では、仮に１灯が寿命末期にな
り、その状態が大きく変化しても電灯が正常であるため
、共振系は大きく変化せず、スイッチング素子に流れる
電流は、第１０図（ａ）　、　（ｂ）に示すように、正
常時と寿命末期時とでピーク値がほとんど変わらない波
形となり、従来のようなピーク値による放電灯の状態判
別が困難となる。このとき、スイッチング素子のストレ
スそのものは、さほど大きくならないが、チョークコイ
ルＬ１やバランサーし、には通常時に比べて大きな電流
が流れるため、発熱が大きくなるという問題がある。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、インバータ式の放電灯点灯装置
において、寿命末期等に放電灯の状態が大きく変化して
いるにも拘わらず、スイッチング素子のピーク電流が余
り増加しない場合においても、確実に放電灯の状態を判
別し、適確な制御を行い得るようにすることにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、イン
バータ回路の発振出力により放電灯を高周波点灯させる
点灯装置において、インバータ回路のスイッチング素子
に流れる電流波形を検出する電流波形検出手段と、放電
灯の状態が正常時から変化したときに、正常時の電流波
形との変化を検出する波形変化検出手段と、波形変化検
出手段の検出出力に応じてインバータ回路の発振を制御
する制御手段とを備えて成ることを特徴とするものであ
る。

［作用］ 本発明にあっては、このように、放電灯の状態が正常時
から変化したときに、正常時の電流波形からの波形変化
を検出するようにしたので、正常時と正常時以外の場合
とで、スイッチング素子に流れる電流のピーク値がほと
んど変化しない場合においても、正常時であるか否かを
確実に判別することができ、その結果に応じてインバー
タの発振を適確に制御することができるものである。

［実施例１］ 第１図は本発明の第１実施例の回路図である。

以下、その回路構成について説明する。直流電源Ｅに対
して、第１の主トランジスタＱ１と第２の主トランジス
タＱ２とが直列的に接続され、主トランジスタＱ１のエ
ミッタ側には検出抵抗Ｒ１が直列的に接続されている。

主トランジスタＱ１と検出抵抗Ｒ１の直列回路には、ダ
イオードＤ１が逆並列接続され、主トランジスタＱ２に
はダイオードＤ２が逆並列接、続されている。これら２
つの主トランジスタＱ、、Ｑ２はそれぞれドライブ回路
１０゜２０により交互にオン・オフされる。放電灯ＤＬ
ＤＬ２はバランサーＬ２を介して並列接続され、各々の
非電源側にはコンデンサＣ３、Ｃ４が並列接続されてい
る。放電灯ＤＬ、、ＤＬ２の並列回路には、コンデンサ
Ｃ２が並列接続され、チョークコイルＬ１とコンデンサ
ＣＩを介してダイオードＤ、の両端に接続されている。

検出抵抗Ｒ１の検出電圧は、コンパレータＣＰの正入力
端子に印加されており、コンパレータＣＰの負入力端子
はグランドレベルに保持されている。コンパレータＣＰ
の出力は、単安定マルチバイブレータＭＶのトリガー人
力に接続されると共に、アンド回路ＡＮの一方の入力に
接続されている。アンド回路ＡＮの他方の入力には、単
安定マルチバイブレータＭＶの出力が接続されている。

アンド回路ＡＮの出力は、ラッチ回路ＬＴの入力に接続
されており、ラッチ回路ＬＴの出力は、抵抗Ｒ３を介し
てトランジスタＱ、のベースに接続されている。トラン
ジスタＱ、のコレクタ・エミッタ間は、ドライブ回路１
０の入力端子１１とグランドレベルの開に接続されてい
る。ドライブ回路１０の入力端子１１には矩形波信号が
印加されており、ドライブ回路２０の入力端子２１には
；入力端子１１とは論理を反転した矩形波信号が印加さ
れている。一方、トランジスタＱ４は単安定マルチバイ
ブレークＭＶのトリガー人力とグランドレベルの間に接
続されており、トランジスタＱ４のベースには、抵抗Ｒ
１を介してタイマー回路ＴＭの出力が接続されている。

以下、本実施例の動作について説明する。トランジスタ
Ｑ１を流れる電流波形、すなわち、検出抵抗Ｒ，の両端
電圧は、第２図（ａ）の波形Ａとなる。

この波形をコンパレータＣＰにより波形整形することに
より、第２図（ｂ）に示すように、波形Ａがグランドレ
ベル以上の期間が’Ｈｉｇｈ”レベルの矩形波が得られ
る。このコンパレータＣＰの出力波形の立ち下がりで単
安定マルチバイブレータＭＶをトリガーすることにより
、第２５（ｄ）に示すような出力波形が得られる。単安
定マルチバイブレータＭＶの計時時間Ｔは、放電灯ＤＬ
、、ＤＬ２の正常時におけるコンパレータＣＰの出力波
形（第２図（ｂ）参照）の立ち下がりから立ち上がりま
での時間よりも少し短く設定されている。

第２図（ｂ）に示すコンパレータＣＰの出力波形と、第
２図（ｄ）に示す単安定マルチバイブレータＭＶの出力
波形とを、アンド回路ＡＮで処理すると、論理積出力と
して、第２図（ｅ）に示すようなゼロレベルの出力波形
が得られる。したがって、トランジスタＱ、はオフし、
インバータの発振は何ら制御されない。

今、放電灯Ｄ　Ｌ　＋　、　Ｄ　Ｌ　２が寿命末期にな
ると、検出抵抗Ｒ１の両端電圧は、第２図（ａ）に示す
波形Ｂとなる。この波形をコンパレータＣＰにより波形
整形すると、第２図（ｃ）に示すような出力波形が得ら
れる。この出力波形は、第２図（ｂ）に示す正常時の波
形よりも立ち上がりの位相が進んだ波形となる。この第
２図（ｃ）に示すコンパレータＣＰの出力波形と、第２
図（ｄ）に示す単安定マルチバイブレータＭＶの出力波
形とを、アンド回路ＡＮで処理すると、論理積出力とし
て、第２図＜ｒ＞に示すようなパルス状の出力波形が得
られる。これにより、ラッチ回路ＬＴの出力が“Ｈｉｇ
ｈ”レベルに保持されて、トランジスタＱ、はオンとな
り、ドライブ回路１０の入力端子１１はグランドレベル
と短絡され、ドライブ信号がトランジスタＱのベースに
供給されなくなり、インバータの発振が停止する。

以上のように、インバータ回路におけるスイッチング素
子に流れる電流波形の位相のずれを、パルス幅の弁別に
よって検出すれば、ピーク電流が変化しなくても放電灯
の寿命末期を確実に検出し、インバータの発振を制御で
きる。また、放電灯の状態を直接検出するものではない
ため、周囲温度の影響を受けにくい。

なお、タイマー回路ＴＭと抵抗Ｒ１及びトランジスタＱ
４は、電源投入後、放電灯ＤＬ、、ＤＬ２が始動するま
での間、コンパレータＣＰの出力を強制的にグランドレ
ベルと短絡させて、誤動作を防止するために設けられて
いる。すなわち、放電灯は、始動するまでの間に負荷イ
ンピーダンスが大幅に変動することになるので、この間
は検出動作を停止させるものである。

［実施例２］ 第３図は本発明の第２実施例の要部回路図である。主回
路の構成については、第１図と同様であるので、制御回
路の構成についてのみ説明する。

検出抵抗Ｒ１の両端には、コンデンサＣ６と抵抗Ｒ６よ
りなる微分回路が接続されている。微分回路の出力は、
パルストランスＰＴの１次巻線に印加されており、パル
ストランスＰＴの２次巻線出力は、コンパレータＣＰの
負入力端子に印加されている。

コンパレータＣＰの正入力端子には、基準電圧Ｖｒが印
加されている。パルストランスＰＴの２次巻線には、ダ
イオードＤ、が図示された極性で並列接続されている。

コンパレータＣＰの出力は、リトリガブル単安定マルチ
バイブレータＭＶのトリガー人力とされており、この単
安定マルチバイブレータＭＶの出力が発振制御信号とさ
れている。

第４図は本実施例の動作波形図である。同図を参照しな
がら、本実施例の動作について説明する。

トランジスタＱ１のエミッタに接続された検出抵抗Ｒ１
の両端電圧は、放電灯の正常時には、第４図（＆）の波
形Ａとなる。この波形をコンデンサＣ６と抵抗Ｒ６より
なる微分回路によって微分することにより、抵抗Ｒ１の
両端には第４図（ｂ）に示すような微分波形が得られる
。パルストランスＰＴにより、第４図（ｂ）に示す負電
圧を正電圧に逆転させることにより、第４図（ｄ）に示
すような波形が得られる。

一方、放電灯の寿命末期においては、トランジスタＱ、
のエミッタに接続された検出抵抗Ｒ１の両端電圧は、第
４図（ａ）の波形Ｂとなる。この波形をコンデンサＣ１
と抵抗Ｒ６よりなる微分回路によって微分することによ
り、抵抗Ｒ６の両端には第４図（ｃ）に示すような微分
波形が得られる。パルストランスＰＴにより、第４図（
ｃ）に示す負電圧を正電圧に逆転させることにより、第
４図（ｅ）に示すような波形が得られる。第４図（ａ）
の波形Ａと波形Ｂを比較すると、放電灯の正常時におけ
る波形Ａの方が立ち下がる瞬間の波高値が高いために、
第４図（ｄ）、（ｅ）に示すパルストランスＰＴの出力
波形は、放電灯の正常時の方が高いレベルにある。

したがって、コンパレータＣＰの基準電圧Ｖｒを、第４
図（ｄ）に示す波形のピーク値と、第４図（ｅ）に示す
波形のピーク値との間のレベルに設定しておけば、放電
灯の正常時にはスイッチング周期に応じてコンパレータ
ＣＰから出力パルスが得られるが、放電灯の寿命末期に
は出力パルスが得られなくなる。コンパレータＣＰの出
力パルスは、リトリガブル単安定マルチバイブレータＭ
Ｖのトリガー人力とされている。この単安定マルチバイ
ブレータＭＶの計時時間は、インバータのスイッチング
周期よりも少し長く設定されている。したがって、放電
灯の正常時には、単安定マルチバイブレータＭＶの計時
時間が経過する前に、コンパレータＣＰの出力パルスに
より単安定マルチバイブレータＭＶが再度トリガーされ
るので、単安定マルチバイブレータＭＶの出力は“Ｈｉ
ｇｈ”レベルに保持される。一方、放電灯の寿命末期に
は、単安定マルチバイブレータＭＶがトリガーされなく
なるので、その出力は“Ｌｏｗ”レベルとなる。この単
安定マルチバイブレータＭＶの出力を発振制御信号とす
ることにより、インバータの発振を制御することができ
る。

以上のように、インバータ回路におけるスイッチング素
子に流れる電流波形の位相のずれを、スイッチング素子
がオフするときの電流値によって検出すれば、ピーク電
流がほとんど変化しなくても放電灯の寿命末期を確実に
検出し、インバータの発振を制御できる。

［実施例３］ 第５図は本発明の第３実施例の要部回路図である６本実
施例にあっては、第１図の回路において、主スイツチン
グ素子たるトランジスタＱ１をパワーＭＯ８ＦＥＴに置
き換えて、そのスイッチング素子の電流をパルストラン
スＰＴにより正負逆転させて検出するようにしたもので
ある。パワーＭＯ３ＦＥＴには、逆方向に導通する寄生
ダイオードが内蔵されているので、逆並列のダイオード
Ｄは省略しである。パルストランスＰＴの２次巻線には
、ダイオードＤ、が図示された極性で並列接続されてい
る。これにより、パルストランスＰＴの２次巻線には、
パルストランスＰＴの１次巻線に流れる主スイツチング
素子の逆方向電流のみが正電圧として現れる。ダイオー
ドＤ、のカソード及びアノードは、コンパレータＣＰの
正入力端子及び負入力端子にそれぞれ接続されている。

コンパレータＣＰの出力は、単安定マルチバイブレータ
ＭＶのトリガー人力に接続されると共に、アンド回路Ａ
Ｎの一方の入力に接続されている。アンド回路ＡＮの他
方の入力には、単安定マルチバイブレータＭＶの出力が
接続されている。アンド回路ＡＮの出力は、ダイオード
Ｄ、を介して、コンデンサＣｓと抵抗Ｒｓの並列回路よ
りなる平滑回路に印加されている。

以下、本実施例の動作について説明する０本実施例にあ
っては、第２図（ａ）の点線で示した負の電流をパルス
トランスＰＴにより正電圧に変換して検出し、その時間
幅をコンパレータＣＰと単安定マルチバイブレータＭＶ
及びアンド回路ＡＮにより弁別することにより、放電灯
の正常時と寿命末期とを判別しているものである。コン
パレータＣＰと単安定マルチバイブレータＭＶ及びアン
ド回路ＡＮよりなるパルス幅弁別回路の構成及び動作に
ついては、実施例１と同様である。ただし、本実施例で
は、第３図（ａ）の波形Ａ、Ｂにおける負電流が流れる
時間幅を弁別しているので、アンド回路ＡＮの出力には
、正常時にはパルスが発生し、寿命末期時にはパルスが
発生せず、ゼロレベルとなる。したがって、アンド回路
ＡＮの出力をラッチ回路ＬＴによりラッチする代わりに
、逆流防止用のダイオードＤ、を介して、コンデンサＣ
Ｓと抵抗Ｒ５よりなる平滑回路で積分することにより、
正常時には“Ｈｉｇｈ”レベル、寿命末期には“Ｌｏｗ
レベルとなる発振制御信号を得ている。

なお、実施例１では、２灯並列点灯回路を例示している
が、放電灯の正常時と寿命末期とでスイッチング素子の
電流ピーク値がほとんど変わらず、電流の位相が変化す
る回路であれば、どのような点灯回路であっても良い、
また、本発明はハーフブリッジ式、フルブリッジ式、そ
の他の任意のインバータ回路に適用できる。さらに、電
流波形の位相のずれは、実施例とは反対方向にずれてい
ても良く、電流波形自身もスイッチング素子の電圧に対
して遅れ位相の波形でなくても良い。

また、スイッチング素子に流れる電流を検出する手段と
しては、実施例で例示した検出抵抗やパルストランスに
よる検出方式以外に、他のインピーダンス要素、例えば
、コンデンサやインダクタによる検出方式を用いても構
わない、また、放電灯の状態が大きく変化する原因は、
放電灯の寿命末期以外であっても良く、例えば、多灯の
うちの１灯が外れた場合などでも構わない、要するに、
スイッチング素子の電流波形のピーク値が大きく変化せ
ず、位相のみがずれる場合であれば、本発明を適用する
ことができる。

［発明の効果］ 本発明にあっては、上述のように、インバータ式の放電
灯点灯装置において、放電灯の状態が正常時から変化し
たときに、正常時の電流波形からの波形変化を検出する
ことにより、放電灯の状態が正常であるか否かを判定す
るようにしたので、正常時と正常時以外の場合とで、ス
イッチング素子に流れる電流のピーク値がほとんど変化
しない場合においても、放電灯の状態を確実に判定する
ことができ、その判定結果に応じてインバータの発振を
適確に制御することができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は同上の
動作波形図、第３図は本発明の第２実施例の要部回路図
、第４図は同上の動作波形図、第５図は本発明の第３実
施例の要部回路図、第６図は従来例の要部回路図、第７
図は同上の動作波形図、第８図は他の従来例の回路図、
第９図はさらに他の従来例の回路図、第１０図は同上の
動作波形図である。 Ｑ、、Ｑ２はトランジスタ、ＤＬ、、ＤＬ２は放電灯、
Ｒ，は検出抵抗、ＣＰはコンパレータである。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）インバータ回路の発振出力により放電灯を高周波
   点灯させる点灯装置において、インバータ回路のスイッ
   チング素子に流れる電流波形を検出する電流波形検出手
   段と、放電灯の状態が正常時から変化したときに、正常
   時の電流波形との変化を検出する波形変化検出手段と、
   波形変化検出手段の検出出力に応じてインバータ回路の
   発振を制御する制御手段とを備えて成ることを特徴とす
   る放電灯点灯装置。