JPH02202387A - 電動機の駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、圧縮機などの被動機を駆動する電動機の駆動
制御装置に関するものである。

（従来の技術） 一般に、空気調和装置に設けられる圧縮機は電動機によ
って駆動されており、該電動機は駆動制御装置によって
制御されている。該駆動制御装置は、例えば、第１８図
に示すように、電源（ａ）から供給される電力を電力変
換器（ｂ）で所定の電力に変換して直流モータ（ｃ）に
供給する一方、速度設定器（ｄ）の指令値に基づいて制
御器（ｅ）が電力変換器（ｂ）を制御し、直流モータ（
ｃ）への供給電力を制御して該直流モータ（ｃ）の回転
速度を指令値に一致させるようにし、圧縮機（ｆ）を駆
動制御している。

また、特開昭６１−１７３６９０号公報に開示されてい
るように、電源より整流回路、平滑コンデンサ及びイン
バータを介して同期電動機に電力を供給する一方、該同
期電動機の電機子巻線端子電圧を検出して回転速度をマ
イクロコンピュータで演算し、速度設定器の設定値と比
較して回転速度の電流指令値を電流制御部に出力する。

そして、該電流制御部において、同期電動機の巻線電流
と電流指令値とを比較してドライブ回路にチョッパ信号
を出力し、該ドライブ回路がインバータを制御して同期
電動機の回転速度を指令値に一致させるようにし、圧縮
機を駆動制御している。

（発明が解決しようとする課題） 上述した電動機の駆動制御装置において、圧縮機を駆動
すると、該圧縮機の吸入・圧縮によって電動機の１回転
中で負荷トルクが変動（脈動）することになり、電動機
の電圧を一定に制御した場合、電動機の角速度は１回転
中で上記負荷トルク変動によって変動することになる。

この速度変動に起因して電動機の逆起電力が変化し、損
失にかかわる電動機の電流が変化し、電流の実効値が大
きくなっていた。そして、電動機の銅損は電流の実効値
の２乗に比例するため、負荷トルクの変動（脈動）に応
じて損失が大きくなり、電動機効率が悪いという問題が
あった。更に、電流の実効値が大きいため、電力変換器
の素子容量が大きくなるという問題があった。

特に、特開昭６１−１７３６９０号公報の駆動制御装置
は負荷トルク変動に追従して電動機の回転速度を変化さ
せており、上述した如く電動機の電流実効値が大きく、
電動機効率が悪いと共に、大なる素子容量の電力変換器
を要するという問題があった。

本発明は、斯かる点に鑑みてなされたもので、負荷の脈
動成分に追従しないように電動機の供給電流を制御する
ことにより、電動機効率の向上を図ると共に、電力変換
器の素子容量の低減を図ることを目的とするものである
。

（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するために、本発明が講じた手段は、フ
ィードバック信号より負荷の脈動成分に伴う変動成分を
除去し、このフィードバック信号に基づいて指令値を制
御器に入力し、上記負荷の脈動成分に伴って変動しない
電流が電動機に供給されるようにしたものである。

すなわち、本発明者らは、従来より電動機、特に誘導電
動機において、供給電流を制御して電動機のトルクを制
御するという基本的発想が存在しない状態より、長年の
研究の結果、負荷の脈動成分に追従しないように供給電
流を一定に制御し、電動機を一定トルクで駆動させると
、該電動機効率が著しく向上するという点を見出したも
のである。

具体的には、請求項（１）に係る発明では、先ず、基本
変動成分及び該基本変動成分より高周期で変動する脈動
成分を含む負荷を生起する被動機が設けられている。そ
して、該被動機を駆動する電動機と、該電動機に電力を
供給する電源と、該電源からの電力を上記電動機に応じ
て所定電力に変換して該電動機に供給する電力変換器と
、該電力変換器に制御信号を指令値に基づいて出力して
該電力変換器を制御する制御器とが設けられている。

更に、上記被動機における負荷変動に対応して変動する
変動量を検出する変動検出器が設けられている。加えて
、該変動検出器が検出した変動量に基づき上記被動機に
おける負荷の脈動成分に伴う変動成分を除去するように
フィードバック信号を出力して上記電動機が負荷の脈動
成分に対応して変動しないように上記制御器の指令値を
制御する変動除去手段が設けられた構成としている。

また、第１図に示すように、請求項（２）に係る発明で
は、先ず、基本変動成分及び該基本変動成分より高周期
で変動する脈動成分を含む負荷を生起する圧縮機（３）
が設けられている。そして、該圧縮機（３）を駆動する
直流モータ（２）と、該直流モータ（２）に電力を供給
する電源（４）と、該電源（４）からの電力を直流電力
に変換して１記直流モータ（２）に供給する電力変換器
（５）と、該電力変換器（５）に制御信号を指令値に基
づいて出力して該電力変換器（５）を制御する制御器（
６）とが設けられている。更に、上記圧縮機（３）にお
ける負荷変動に対応して変動する直流モータ（２）の回
転速度に関する変動量を検出する変動検出器（１１）が
設けられている。加えて、該変動検出器（１１）が検出
した変動量に基づき上記圧縮機（３）における負荷の脈
動成分に伴う変動成分を除去したフィードバック信号を
出力して上記直流モータ（２）の電機子電流が負荷の脈
動成分に対応して変動しないように上記制御器（６）の
指令値を制御する変動除去手段（１２）が設けられた構
成としている。

また、上記変動検出器（１１）は、請求項（３）に係る
発明では直流モータ（２）の回転速度に伴って変化する
電機子電圧を、請求項（４）に係る発明では直流モータ
（２）の回転速度を検出するように構成されている。

また、上記変動除去手段（１２）は、請求項（５）に係
る発明では変動検出器（１１）の検出電圧値より負荷の
脈動成分に伴う変動成分を除去した電圧フィードバック
信号を、また、請求項（６）に係る発明では変動検出器
（１１）の検出速度値より負荷の脈動成分に伴う変動成
分を除去した速度フィードバック信号を出力するように
構成されている。

また、上記制御器（６）は、請求項（７）に係る発明で
は変動除去手段（１２）の電圧フィードバック信号によ
り負荷の脈動成分に伴って変動しないように電力変換器
（５）の出力電圧を制御し、請求項（８）に係る発明で
は変動除去手段（１２）の速度フィードバック信号によ
り負荷の脈動成分に伴って変動しない電流値を指令値と
するように構成されている。

また、請求項（９）に係る発明では、上記請求項（１）
に係る発明における電動機に交流モータを用いたもので
あり、また、請求項（Ｋ））に係る発明では、上記請求
項（２）に係る発明における直流モータ（２）に代えて
、ブラシレスＤＣモータ（２１）を用いた構成としてい
る。

また、請求項０Ｄに係る発明では、先ず、基本変動成分
及び該基本変動成分より高周期で変動する脈動成分を含
む負荷を生起する圧縮機（３）が設けられている。そし
て、該圧縮機（３）を駆動する交流モータ（３１）と、
該交流モータ（３１）に電力を供給する電源（４）と、
該電源（４）からの電力を交流電力に変換して上記交流
モータ（３１）に供給する電力変換器（５２）と、上記
交流モータ（３１）に印加される電圧及び周波数が指令
値になるように上記電力変換器（５２）に制御信号を出
力して該電力変換器（５２）を制御する制御器（５１）
とが設けられている。更に、上記圧縮機（３）における
負荷変動に対応して変動する電力変換器（５２）の直流
部電流を検出する変動検出器（５４）が設けられている
。加えて、該変動検出器（５４）が検出した検出電流値
に基づき上記圧縮機（３）における負荷の脈動成分に伴
う変動成分を除去するようにフィードバック信号を出力
して上記交流モータ（３１）の供給電流が負荷の脈動成
分に対応して変動しないように上記制御器（５１）の指
令値を制御する変動除去手段（５７）が設けられた構成
としている。

また、上記交流モータは、請求項０２）に係る発明では
同期電動機で、請求項（１３）に係る発明では誘導電動
機（３１）で構成されている。

また、請求項（１４）に係る発明では、請求項（９）の
発明において、上記制御器（３２）が交流モータ（３１
）のトルク電流と励磁電流を制御して該交流モータ（３
１）をベクトル制御する一方、変動検出器（３４）が交
流モータ（３１）の回転速度を検出し、変動除去手段（
３５）が負荷の脈動成分に伴う変動成分を除去した速度
フィードバック信号を出力して上記制御器（３２）のト
ルク指令値を制御する構成としている。

また、請求項（１５）に係る発明では、請求項（９）の
発明において、上記制御器（４１）が交流モータ（３１
）の１次鎖交流磁束ベクトルと瞬時トルクとを制御して
該交流モータ（３１）を瞬時トルク制御する一方、変動
検出器（４５）は交流モータ（３１）の回転速度を検出
し、変動除去手段（４６）は負荷の脈動成分に伴う変動
成分を除去した速度フィードバック信号を出力して上記
制御器（４１）のトルク指令値を制御する構成としてい
る。

（作用） 上記構成によれば、本発明では、電源（４）より電力変
換器（５等）を介して制御電力が電動機、例えば、直流
モータ（２）或いは誘導電動機（３］）に供給されて該
電動機が回転して圧縮機（３）等の波動機が駆動する。

そして、上記電力変換器（５等）は制御器（６等）の制
御信号に基づいてスイッチング動作し、電動機を駆動制
御しており、例えば、直流モータ（２）を電圧制御し、
また、誘導電動機（３１）をｆ　／　ｖ制御、ベクトル
制御或いは瞬時トルク制御している。

一方、上記電動機は、圧縮機（３）の負荷が空調負荷等
による基本変動成分と、吸入・圧縮等による脈動成分と
を含んでおり、この負荷を受けることになり、回転速度
等が負荷変動に伴って変動する。そして、この回転速度
等の変動量を変動検出器、例えば、速度検出器（１１等
）が検出してフィードバック信号を出力する。その後、
このフィードバック信号より変動除去手段、例えば、ロ
ーパスフィルタ（３２２等）によって上記負荷の脈動成
分に伴う変動成分を除去又は抽出し、このフィードバッ
ク信号を受けて制御器（６等）の指令値が制御され、該
制御器（６等）が電動機へのＯ（給電流が負荷の脈動成
分に伴って変動しないように電力変換器（５等）を制御
し、例えば、直流モータ（２）の電機子電流、誘導電動
機（３１）のトルク電流等を脈動しないように制御する
。

（発明の効果） 従って、本発明の電動機の駆動制御装置によれば、圧縮
機（３）などの被動機における負荷の脈動成分に伴って
変動しないように電動機の供給電流を制御するようにし
たために、電動機電流の実効値を小さくすることができ
るので、電動機損失を低減することができることになり
、電動機効率を従来に比して著しく向上させることがで
きる。

また、電動機電流のピーク値を抑制することができるの
で、電力変換器の素子容量を低減することができる。

（実施例） 以下、本発明の実施例を図面に基づいて詳細に説明する
。

（第１実施例） 第２図（ａ）、　　（ｂ）に示すように、（１）は電動
機である直流モータ（２）を駆動制御する駆動制御装置
であって、該直流モータ（２）には波動機で且つ空気調
和装置に設けられる圧縮機（３）が連結され、上記直流
モータ（２）を制御して圧縮機（３）を駆動制御するよ
うに構成されている。

上記直流モータ（２）は永久磁石を界磁としており、交
流電源（４）より電力変換器（５）を介して電力が供給
されている。該電力変換器（５）は交流＠源（４）から
の交流電力を整流回路（５ａ）及び平滑コンデンサ（５
ｂ）を介して直ａ電力に変換し、スイッチング用トラン
ジスタ（５ｃ）に供給すると共に、該トランジスタ（５
ｃ）のオン・オフ動作によるチョッパ動作によって制御
電力を上記直流モータ（２）に供給するように構成され
、上記トランジスタ（５ｃ）のオフ時における直流モー
タ（２）の残留磁気をフリーホイールダイオード（５ｄ
）によって除去するように構成されている。

更に、上記電力変換器（５）のトランジスタ（５Ｃ）は
制御器（６）が出力する制御信号によって制御されてお
り、該制御器（６）は速度設定器（７）、比較器（８）
、ＰＩ調節器（９）及びスイッチング信号発生回路（１
０）より構成されている。該速度設定器（７）は圧縮機
（３）が所定容量で駆動するように直流モータ（２）の
目標速度が設定され、該目標速度に相当する電圧設定値
を出力するように構成されている。そして、該速度設定
器（７）が出力する電圧設定値は上記比較器（８）で後
述するフィードバック信号の電圧値と比較され、上記Ｐ
Ｉ調節器（９）で増幅された後、上記スイッチング信号
発生回路（１０）に入力されるように成っている。該ス
イッチング信号発生回路（１０）は電圧制御型発振回路
（ＶＣＯ）であり、上記ＰＩ調節器（９）からの電圧指
令値に対応して上記トランジスタ（５Ｃ）にチョッパ信
号を出力しており、該トランジスタ（５ｃ）のオン・オ
フ動作を制御して直流モータ（２）への供給電力、つま
り、電機子電流を制御するように構成されている。

一方、上記直流モータ（２）にはタコジェネレータ等の
速度検出回路（１１）が接続され、該速度検出回路（１
１）は上記圧縮機（３）における負荷変動に対応して変
動する直流モータ（２）の回転速度を検出し、該回転速
度の変動量を検出する変動検出器を構成しており、上記
回転速度に対応した電圧値のフィードバック信号を出力
するように構成されている。そして、該速度検出器（１
１）のフィードバック信号は脈動除去回路（１２）に入
力され、該脈動除去回路（１２）はローパスフィルタ等
で変動除去手段を構成しており、上記圧縮機（３）にお
ける負荷の脈動成分、つまり脈動負荷に伴う変動成分を
除去したフィードバック信号を上記比較器（８）に出力
するように構成されている。

この脈動除去回路（１２）は、本発明の最も特徴とする
ところであるので、上記直流モータ（２）の回転速度変
動について説明する。先ず、上記圧縮機（３）は空調負
荷等の変化によって生じる基本変動成分の負荷（基本変
動負荷）と、該基本変動負荷より高周期で変動する脈動
負荷、つまり、吸入・膨張で生じるピストンからの脈動
負荷とを生起している。そして、上記直流モータ（３）
の回転速度は上記圧縮機（３）の基本変動負荷と脈動負
荷とに伴って変動することになり、特に、脈動負荷によ
って直流モータ（２）の１回転中に生ずる速度変動とな
り、上記速度検出回路（１１）は基本変動負荷と脈動負
荷とに対応した変動成分を含むフィードバック信号を出
力している。そこで、上記脈動除去回路（１２）は脈動
負荷に伴う変動成分を除去し、上記スイッチング信号発
生回路（１０）が上記脈動負荷に伴う変動に追従しない
チョッパ信号を出力し、電力変換器（５）の出力電圧を
制御し、直流モータ（２）の電機子電流が上記脈動負荷
に伴って変動しないように構成されている。

ここで、上述した如ぐ本発明の特徴である電機子電流を
一定にするようにした基本的原理について説明する。

先ず、一般に直流モータ（２）の電圧方程式はｖｆ：界
磁電圧 ■ａ：電機子電圧 １ｆ：界磁電流 １ａ：電機子電流 ω：回転角速度 Ｐ：微分記号−ｄ　／ｄｉ Ｒａ：電機子の抵抗 Ｌａ：ｍ環子の自己インダクタンス Ｍ：界磁と電機子の相互インダクタンスとなる。また、
トルクＴは、 Ｔ　−Ｍ　　寺　１ｆ’　φ　Ｉａ　　　　　　　−（
２Ｊであり、機械・出力Ｐｏは、 Ｐｏ−ω・Ｔ　　　　　・・・（３） である。そして、上記界磁を永久磁石で構成すると、上
記各式における界磁電流（１ｆ）は一定となり、Ｉｆ’
−Ｉｆ（一定）となり、（１）式より電機子回路の電圧
方程式は、次式に示すように、 Ｖａ−ω・Ｍ　−１ｆ＋　（Ｒａ＋Ｐ　−Ｌａ）　　・
Ｉａ・・・ｍ−１ となり、この（１）−１式の等価回路は第３図に示すよ
うになる。また、一般に、脈動負荷（ＴＬ　）を受ける
直流モータ系のブロック線図は第４図に示すようになる
。尚、第４図における（Ｊ）は回転部分の慣性モーメン
トである。

次いで、上記脈駆動負荷（ＴＬ　）を駆動する直流モー
タ（２）の瞬時損失について検討すると、この瞬時損失
Ｐ　９　ｏｓｓは、次式に示すように、Ｐ　、Ｑ　ｏｓ
ｓ　−Ｒａ−Ｉａ２−（４）となる。また、上記第４図
のブロック線図よりＴＬ−１ａの伝達関数のブロック線
図を求めると第５図に示すようになり、この第５図のブ
ロック線図より明らかなように脈動負荷（ＴＬ　）が加
わると、該脈動負荷（ＴＬ）に従って電機子電流（ｌａ
）も変動することになる。

一方、上記第４図のブロック線図において、般に、負荷
の回転速度（ω）の平均値が一定となるようにフィード
バック制御しており、次式に示すように制御している。

〒Ｌ−〒　　　　・・・（５） 〒：平均トルク そこで、直流モータ（２）の発生トルク（Ｔ）は機械回
転角２πを周期とする繰り返し波形となるので、（２）
式より電機子電流（ｉａ）も発生トルク（Ｔ）に従って
変化し、所定期間（０〜τ秒）、例えば、２π回転する
期間において次式（６）が成立することになる。

（１／τ）　、Ｉ’０ｒｌａ−ｄｔ−一定　　　　　−
（６）また、上記瞬時損失（Ｐ　９．　ｏｓｓ）は（４
）式より、Ｐ９ｏｓｓ　−（１／ｒ）　Ｊ”ｏｒＲａ−
１ａ２・ｄｔ　　−・−（Ｔ）となる。

従って、上記（６）式より電機子電流（Ｉａ）の平均値
を一定に保ちつつ実効値を最小にすると、（７）式より
瞬時損失（ＰＮｏｓｓ）が低減されることになる。この
原理に基づいて本発明は電機子電流（１ａ）が脈動負荷
（ＴＬ　）の変動に追従して変動しないように一定に保
持するようにしている。

次に、この駆動制御装置（１）の制御動作について第６
図に示すブロック線図と共に説明する。

先ず、交流電流（４）より交流電力が電力変換器（５）
に供給され、該交流電力は整流回路（５ａ）及び平滑コ
ンデンサ（５ｂ）によって直流電力に変換されてトラン
ジスタ（５Ｃ）に供給される。そして、該トランジスタ
（５ｂ）はスイッチング信号発生回路（１０）のチョッ
パ信号によってオン・オフ動作し、制御電力が直流モー
タ（２）に供給されて該直′流モータ（２）が回転駆動
し、圧縮機（３）が駆動することになり、該圧縮機（３
）より直流モータ（２）は基本変動負荷及び脈動負荷を
受けることになる。

つまり、直流モータ（２）は電機子に電圧（Ｖａ）が印
加されると、ｆｉ＋−１式に基づいて電機子電流（ｌａ
）が流れ、（２）式に基づいてトルク（Ｔ）が発生し、
基本変動負荷の他に脈動負荷（ＴＬ　）を受けて回転角
速度（ω）が変化することになる。

一方、上記直流モータ（２）の回転速度（回転角速度）
は速度検出回路（１１）によって検出され、回転速度に
対応した電圧値のフィードバック信号が出力される。そ
して、このフィードバック信号は圧縮機（３）の基本変
動負荷及び脈動負荷（ＴＬ）に伴う変動成分を含んでお
り、このフィードバック信号は脈動除去回路（１２）に
おいて上記脈動負荷（ＴＬ　）に伴う変動成分が除去さ
れて比較器（８）に入力される。この比較器（８）にお
いては、速度設定器（７）より目標速度に対応した電圧
設定値が入力されており、この電圧設定値は上記フィー
ドバック信号とを比較され、Ｐｌ調節器（９）で増幅さ
れた後、スイッチング信号発生回路（１０）に入力され
る。そして、該スイッチング信号発生回路（１０）はＰ
Ｉ調節器（９）の電圧指令値に対応したチョッパ信号を
上記トランジスタ（５Ｃ）に出力して該トランジスタ（
５Ｃ）をオン・オフ動作させ、直流モータ（２）の電機
子電流（ｉａ）を制御して回転速度を指令値に制御して
いる。

つまり、上記スイッチング信号発生回路（１０）は脈動
負荷（ＴＬ）に伴う変動には追従しないチョッパ信号を
出力し、直流モータ（２）の電機子電流（ｌａ）が脈動
負荷に伴って変動しないようにし、換言すると、モータ
１回転中の負荷変動には追従しないようにし、例えば、
空調負荷変動などの基本変動負荷等に従って直流モータ
（２）の電機子電流（ｉａ）を変化させ、回転速度を制
御することになる。

従って、上記直流モータ（２）の電機子電流（１ａ）が
脈動負荷（丁Ｌ）に従って変動しないので、上記（力式
より瞬時損失を低減することができるので、電動機効率
の向上を図ることができる。

また、上記直流モータ（２）の電機子巻線は電力変換器
（５）の各素子に直結されているので、該各素子に電機
子電流（１ａ）と同じ電流値の電流が流れることになり
、電力変換器（５）の電流定格（１ｓ）は電機子電流（
ｉａ）に比例しく１ｓｃｃｔａのピーク値）、次式に示
す関係となる。

ｌ５−Ｋ　ｌｌ１ａ　Ｉ　ｐｅａｋ　　　　　−（８）
ただし、Ｋ＞１ 一方、電力変換器（５）の各素子に印加される電圧は電
源電圧（Ｖ）によって定められ、電ｔｉ、電圧（Ｖ）の
最大値で規定されるので、素子容量（Ｐｓ）は（８）式
と同様に次式に示す関係となる。

ｐｓｃｃｉ３のピーク値　　　　　−（９）Ｐｓ　−（
Ｋ　・ｉａ　ｌ　ｐｅａｋ）　Ｖｍａｘ−Ｋ　’　　・
［ａ　ｌ　ｐｅａｋ　　　　　−（９）　−１この（９
）−１式より電機子電流（１ａ）を上述の如く一定に保
持してピーク値を低減しているので、電力変換器（５）
の素子容量を低減することができる。

第７図は変形例を示すブロック線図であり、上記実施例
は直流モータ（２）の回転速度に対応した電圧値をフィ
ードバックしたのに代り、検出速度（ω）を設定値（ω
′）より減算した後、この速度指令値を変動除去手段が
ＰＩ副制御て増幅し、脈動負荷に伴う変動成分を除去し
た電流の指令値（ｉ′）を電流ループに出力するように
してしている。

また、他の変形例として変動検出器が直流モータ（２）
の回転速度に伴って変化する電機子電圧を検出するよう
にしてもよい。

（第２実施例） 本実施例は、第８図及び第９図に示すように、電動機に
ブラシレスＤＣモータ（２１）を適用したものである。

該ブラシレスＤＣモータ（２１）は４極の永久磁石を界
磁としており、交流電源（４）より電力変換器（２２）
を介して交流電力が供給されると共に、圧縮機（３）が
連結されている。該電力変換器（２２）は交流電源（４
）からの交流電力を整流回路（２２ａ）及び平滑コンデ
ンナ（２２ｂ）を介して直流電力に変換してインバータ
（２２ｃ）に供給するように構成されている。そして、
該インバータ（２２ｃ）は、６つのトランジスタ（ＴＲ
１）〜（ＴＲｓ　）と６つの還流ダイオード（Ｄｌ）〜
（Ｄ６）とより構成された１２０度通電形インバータで
あって、出力する交流電圧は、直流電圧（Ｅｄ）の正電
位側トランジスタ（ＴＲ＋　）〜（Ｔｌ？　３）の通電
期間（電気角１２０度）がパルス幅変調を受けてチョッ
パ動作して制御されるように成っている。また、上記直
流電圧の負電位側トランジスタ（ＴＲ４）〜（ＴＲｓ　
）の共通エミッタ端子と還流ダイオード（Ｄ４）〜（Ｄ
６）の共通アノード端子との間には低抵抗（Ｒ１）が接
続されており、上記ブラシレスＤＣモータ（２１）の電
機子巻線に流れる電機子電流は上記低抵抗（Ｒ１）にも
流れることになり、該低抵抗（Ｒ１〉の電圧降下により
電機子電流が検出されるように構成されている。

更に、上記インバータ（２２ｃ）のトランジスタ（ＴＲ
＋　）〜（ＴＲｓ　）は制御器（２３）が出力する制御
信号によって制御されており、該制御器（２３）は速度
設定器（２４）と演算回路（２５）に含まれる比較器（
２５ａ）及びＰＩ調節器（２５ｂ）と電流制御回路（２
８）とトランジスタ順次駆動回路（２９）とより構成さ
れている。該速度設定器（２４）は圧縮機（３）が所定
容量で駆動するようにブランレスＤＣモータ（２１）の
目標速度が設定され、該１漂速度に相当する設定値を出
力するように構成されている。そして、該速度設定器（
２４）が出力する設定値は上記比較器（２５ａ）で後述
するフィードバック信号と比較され、上記ＰＩ調節器（
２５ｂ）で増幅された後、電流指令値（ｉ′）として電
流制御回路（２８）に人力されるように成っている。ま
た、上記演算回路（２５）の比較器（２５ａ）　、Ｐ　
Ｉ調節器（２５ｂ＞はマイクロコンピュータで構成され
ており、該マイクロコンピュータには、図示しないが、
ＣＰＵ、プログラムデータを記憶したＲＯＭ及び処理デ
ータを記憶するＲＡＭ等が内蔵され、演算回路（２５）
が上記トランジスタ順次駆動回路（２９）に制御信号を
出力するように成っている。

更に、上記電流制御回路（２８）は、第１０図に示すよ
うに、Ｄ／Ａ変換器（２８ａ）、増幅器（２８ｂ）　、
電流比較器（２８ｃ）　、比較器（２８ｄ）及び三角波
発振器（２８ｅ）より構成されている。該Ｄ／Ａ変換器
（２８ａ）は上記マイクロコンピュータのＰＩ調節器（
２５ｂ）からの電流指令値（１′）をアナログ変換して
電流比較器（２８ｃ）に出力する一方、上記増幅器（２
８ｂ）は上記低抵抗（Ｒ１）の電圧降下と１〜で得られ
る電機子電流を増幅して電流比較器（２８ｃ）に出力す
るように成っている。そして、該電流比較器（２８ｃ）
は電流検出値と電流指令値とを比較して比較器（２８ｄ
）に出力しており、該比較器（２８ｄ）は三角波発振器
（２８ｅ）が出力する三角波信号と電流比較器（２８ｃ
）の出力信号とを比較してチョッパ信号を上記トランジ
スタ順次駆動回路（２９）に出力するように成っている
。

このチョッパ信号によりトランジスタ順次駆動回路（２
９）がインバータ（２２ｃ）のトランジスタ（ＴＲＩ）
〜（ＴＩ？６　）をオン・オフ制御し、ブラシレスＤＣ
モータ（２１）の電機子電流を制御するようにしている
。

一方、上記ブラシレスＤＣモータ（２１）の電機子巻線
電圧（ＶＡ）〜（ＶＣ）より変動検出器を構成する角度
検出回路（２６）が回転子である電機子の回転角度を検
出して角度信号を上記演算回路（２５）に含まれる速度
検出回路（２５ｃ）に出力するように構成されている。

該速度検出回路（２５ｃ）は上記ＰＩ調節器（２５ｂ）
等と共にマイクロコンピュータで構成され、ブラシレス
ＤＣモータ（２１）の回転速度を算出して、フィードバ
ック信号を変動除去手段であるローパスフィルタ（２５
ｄ）に出力するように成っている。

該ローパスフィルタ（２５ｄ）は、本発明の特徴とする
ところで、第１実施例と同様に上記速度検出回路（２５
ｃ）のフィードバック信号には圧縮機（３）の脈動負荷
に伴う変動成分が含まれているので、該変動成分を除去
したフィードバック信号を上記比較器（２５ａ）に出力
するように構成されている。そして、上記ＰＩＦＩ節器
（２５ｂ）は脈動負荷に伴う変動成分を除いた電流指令
値を出力し、上記ブラシレスＤＣモータ（２１）の電機
子電流が上記脈動負荷に伴って変動しないように構成さ
れている。

ここで、第１実施例と同様にブラシレスＤＣモータ（２
１）において電機子電流が脈動しないようにした基本的
原理について説明する。

先ず、第１実施例の（１）〜（７］式は直流モータ（２
）に関するもので、交流電動機にそのまま適用すること
はできない。そこで、２相交流について回転座標変換（
ｄ−ｑ変換）を適用すると、その回転の変換前後におけ
る電力は不変である。

そこで、上記ブラシレスＤＣモータ（２１）を固定円筒
界磁形同期電動機と考えると、上記回転座標変換を適用
すると共に、２相回転機のインピーダンス行列より電圧
方程式及び出力方程式は次となる。但し、上記（１５）
式、０２）式において、界磁には永久磁石を用いて界磁
電流（１ｒ）は一定としＣ１ｆ−１ｆ−一定）、ｄ軸の
電機子電流（ｌｄ）はトルク（Ｔ）の発生に無関係であ
るので零となるよう制御しているものとしている。

このｆＩｌ１式及び０２）式と第１実施例における（１
）式及び（２）式と対比すると、直流モータ（２）にお
ける電機子電流（１ａ）とブラシレスＤＣモータ（２１
）におけるｑ軸の電機子電流（１ｑ）とは全く同じく促
えることができる。従って、上記（１１）式よりブラシ
レスＤＣモータ（２１）の瞬時損失（ＰＱｏｓｓ）は次
式に示すように、 Ｐ　９　ｏｓｓ　−Ｒａ　・１ｑ２−（１３）となり、
第１実施例における直流モータ（２）と同様に、１ｄ−
一定とすることにより瞬時損失（Ｐ９ｏｓｓ）が低減さ
れる。この原理に基づいてブラシレスＤＣモータ（２°
１）の電機子電流（１ｄ）が脈動負荷の変動に追従して
変動しないようにしている。

次に、このブラシレスＤＣモータ（２１）の制御動作に
ついて説明する。

先ず、交流電源（４）より供給される交流電力は整流回
路（２２ａ）及び平滑コンデンサ（２２ｂ）によって直
流値に変換されてインバータ（２２ｃ）に供給される。

そして、該インバータ（２２ｃ）の各トランジスタ（Ｔ
ｌ？ｌ　）　〜（ＴＲＩ３　）はトランジスタ順次駆動
回路（２９）の出力信号でオン・オフ動し、直流値を再
び交流値に変換して制御電力がブラシレスＤＣモータ（
２１）に供給され、該ブラシレスＤＣモータ（２１）が
回転して圧縮機（３）が駆動することになる。

一方、角度検出回路（２６）によってブラシレスＤＣモ
ータ（２１）の電機子巻線端子電圧（ＶＡ）〜（ＶＣ）
から電機子の回転角度が検出され、該角度検出回路（２
６）の角度信号によって速度検出回路（２５ｃ）がブラ
シレスＤＣモータ（２１）の回転速度を算出する。そし
て、該速度検出回路（２５ｃ）が出力するフィードバッ
ク信号は、第１実施例と同様に圧縮機（３）における基
本変動負荷と脈動負荷に伴う変動成分を含んでおり、こ
の脈動負荷に伴う変動成分がローパスフィルタ（２５ｄ
）で除去されて比較器（２５ａ）に入力される。

その後、この比較器（２５ａ）において、速度設定器（
２４）の設定値とフィードバック信号の検出値とが比較
され、ＰＩ調節器（２５ｂ）より電流指令値（１′）が
出力される。そして、この電流指令値（１′）はＤ／Ａ
変換器（２８ａ）でアナログ変換され、この電流指令値
と低抵抗（Ｒ１）の電圧降下で検出された電機子電流と
が電流比較器（２８ｃ）で比較された後、比較器（２８
ｄ）で三角波発振器（２８ｅ）の三角波信号と比較され
、チョッパ信号がトランジスタ順次駆動回路（２９）に
出力される。このチョッパ信号によりトランジスタ順次
駆動回路（２つ）が各トランジスタ（ＴＲＩ　）〜（Ｔ
Ｒ６）をオン・オフ動作させ、ブラシレスＤＣモータ（
２１）の回転速度が指令値に制御される。

その際、上述したようにフィードバック信号より脈動負
荷による変動成分が除去されているので、ブラシレスＤ
Ｃモータ（２１）の電機子電流は脈動負荷に追従しない
ように制御されることになる。

従って、上記（１３）式に示す瞬時損失（ＰＮｏｓｓ）
が低減され、電動機効率を著しく向上させることができ
ると共に、電力変換器（２２）の素子８毒を低減するこ
とができる。

（第３実施例） 本実施例は、第１１図に示すように、電動機に誘導電動
機（３１）を適用すると共に、該誘導電動機（３１）を
制御器（３２）がベクトル制御するようにしたものであ
る。

上記誘導電動機（３１）は交流電源（４）より電力変換
器（３３）を介して交流電力が供給されると共に、圧縮
機（４）が連結されている。そして、該電力変換器（３
３）は、上記交流電源（４）からの交流電力をサイリス
タ整流回路（３３ａ）で直流電力に変換し、リアクトル
Ｃ３３ｂ）で平滑にしてインバータ（３３ｃ）に供給す
るように構成されている。該インバータ（３３ｃ）は自
励式電流インバータであって、直流電力を再び交流電力
に変換して上記誘導電動機（３１）に供給しており、上
記制御器（３２）の制御信号により整流回路（３３ａ）
で出力交流電流が、インバータ（３３ｃ）で出力交流の
位相がそれぞれ制御されるように成っている。

一方、上記制御器（３２）は誘導電動機（３１）をベク
トル制御しており、そこで、このベクトル制御の原理に
ついて説明する。

先ず、上記誘導電動機（３〕）における−次電流ベクト
ル１１と２次磁束ベクトルψ２との関係は次に示すよう
に、 Ｍ・ｉ＋　＝　ｆｌ　＋（Ｌ２／Ｒ２）Ｐ＋ｊ　　（Ｌ
　２　／　Ｒ２）　　ωｓ　ｌ　　ψ２　　−（１４１
Ｒ２：２次巻線抵抗 Ｌ２　：２次巻線自己インダクタンス Ｍ：１次、２次巻線間相互インダクタンスωＳ：すべり
角速度 Ｐ：ｄ／ｄｔ となる。この（１４）式より、 Ｍ”ｌｌγ−（１＋　（Ｌ　２／Ｒ２）円ψ２　・・・
０５］Ｍ−１１６−Ｊ　　（Ｌ　２　／Ｒ２）　（ＩＪ
Ｓ　　・ψ２　　・−０６１１１γ：１次電充電流ベク
トル１１磁成分電流ｉ＋　６２１次電流ベクトル１１の
トルク成分電流 となり、第１２図に示すγ−６平面上の瞬時値電流ベク
トル図が得られる。

そして、上記Ｑ４）、　（１５）、　Ｉ’１６）式よ）
）、ｔｊ［７１ｔ！　（３］−）の瞬時トルク（Ｔ）及
び２次磁束ベクトル（ψ２）は次式に示すように、 Ｔ＝　（Ｍ／Ｌ　２　）　？２　・Ｉδ　　　　　　・
・・０７）ψ２　＝　［Ｍ／ｌｌ＋　（Ｌ　２　／　Ｒ
２）ｆｌｉｔ　　γ　・・・（１８）となる。また、上
記滑り角速度（ωＳ）は次式に示すように、 →　　　　−ウ　　　−９ ω２　＝　ｉＭ／（１２・ψｚ）ｉｔ　δ＝　（Ｌ２　
／（Ｌ　２　／　Ｒ２）ψ２２）Ｔ　　・・・（１５）
）１２　：２次電流ベクトル となる。

従って、トルク基準（Ｔ）及び２次磁束基準（ψ２）に
一致した瞬時トルク（Ｔ）及び２次磁束ベトクル（ψ２
）を有するように誘導電動機（３１）を運転するために
は、上記（１７）、　０８１式より励磁成分電流（１１
γ）とトルク成分電流（ｉ　＋δ）とを合成した１次電
流（１１）と、（１９）式の滑り角速度（ωＳ）及び誘
導電動機（３１）の運転角速度（ω１）の合成角速度（
ω１−ωｍ＋ωＳ）を有する交流を供給すればよいこと
になる。

この原理に基づいて上記制御器（３２）等の構成を説明
する。

先ず、上記誘導電動機（３１）には変動検出器であるタ
コジェネレータ等の速度検出器（３４）が連結されて運
転角速度（０ｍ）が検出され、該速度検出器（３４）の
速度信号が脈動除去手段であるローパスフィルタ（３５
）に入力される。この速度検出器（３４）の速度信号に
は、第１及び第２実施例に説明したように、圧縮機（３
）の基本変動負荷及び脈動負荷に伴う変動成分が含まれ
ている。そして、上記ローパスフィルタ（３５）は本発
明の特徴とするところで、上記速度検出器（３４）の速
度信号より脈動負荷に伴う変動成分を除去したフィード
バック信号を出力しており、具体的にカットオフ周波（
ｒｌ）が誘導電動機（３１）の回転周波数（ｒａ）より
小さく設定されている（ｆ　＋　＜ｒａ）。

一方、上記制御器（３２）に含まれる速度設定器（３２
ａ）より運転角速度の設定値が出力されており、この設
定値と上記ローパスフィルタ（３５）からのフィードバ
ック信号の検出値とが比較器（３２ｂ）で比較され、Ｐ
Ｉ調節器（３２ｃ）で増幅されてトルク基準であるトル
ク指令値（Ｔ′）が出力されるように構成されている。

さらに、上記制御器（３２）に含まれる２次磁束設定器
（３２ｄ）より２次磁束（ψ２）の設定値（ψ２′）が
出力されており、この２次磁束設定値（ψ２′）を受け
て励磁成分演算回路（３２ｅ）が上記０８）式に基づい
て励磁成分電流（ｉ　＋　γ）を、また、上記２次磁束
設定値（ψ２′）とトルク指令値（Ｔ′）とを受けてト
ルク成分演算回路（３２ｒ）が上記０７）式に基づいて
トルク成分電流（１１δ）をそれぞれ算出している。そ
の際、このトルク成分電流（１１γ）は、上述したロー
パスフィルタ（３５）において圧縮機（３）の脈動負荷
に伴う変動成分が除去されているので、該脈動負荷に伴
って変動しない電流値となっている。更に、上記２次磁
束設定値（ψ２′）とトルク指令値（Ｔ′）とを受けて
滑り演算回路（３２ｇ）が上記（１５））式に基づいて
滑り角速度（ωＳ）を算出するように構成されている。

そして、上記励磁成分電流（１１γ）とトルク成分電流
（１１δ）とより加算器（３２ｈ）が１次電流（１１− １＋７”＋１＋６ｉ”）を算出し、電流制御回路（３２
ｉ）がこの１次電流（１１）と７Ｔ４．副検出器（３２
ｊ）の帰還信号とを誤差増幅して上記電力変換器（３３
）に制御信号を出力するように構成されている。更に、
上記滑り角速度（ωＳ）と運転角速度（０ｍ）とより加
算器（３２１０が合成角速度（ω１）を算出し、この合
成角速度（ω１）に対応し周波数を周波数制御回路（３
２９）が上記電力変換器（３３）に出力しており、該電
力変換器（３３）の制御によって運転角速度及び２次磁
束ベクトルが設定値に一致するように誘導電動機（３１
）が制御されている。

尚、（３２ｍ）は電流制御回路（３２ｉ）の出力をオン
・オフさせる制御信号を該電流制御回路（３２ｉ）に出
力するロジック回路であって、運転スイッチ（３２ｎ）
の開閉に従って運転停止時には誘導電動機（３１）に流
す電流を絞って該電流を流さないように、運転時には誘
導電動機（３１）に電流を流すようにしている。

ここで、上述した各実施例と同様に誘導電動機（３１）
においてトルク成分電流（ｌ　ｌ　γ）が脈動しないよ
うにした基本的原理について説明する。

先ず、誘導電動機（３１）の電圧方程式は次式に示すよ
うに、 ・・・（２０） Ｒ２：２次巻線抵抗 Ｌ２　：２次巻線自己インダクタンス １１γ：１次電線のγ軸成分（トルク成分電流）１１δ
：１次電流のδ軸成分（励磁成分電流）１２γ：２次電
流のγ軸成分 １２δ：２次電流のδ軸成分 ωｆｆｉ：運転角速度 ω１　：１次角周波数 ω２　：２次角周波数 となり、２次角周波数（ω２）は次式に示すように、 ω２　譚ω１−ωｌ　　　・・・（２１）となり、トル
ク（Ｔ）は次式に示すように、Ｔ＝ｎ　−Ｍ　　（１＋
　　γ・１２　δ−１１６・１２δ）・・・（２２） となる。

また、誘導電動機（３１）の瞬時損失（ＰＵｏｓＳ）は
次式に示すように、 となる。

そして、本実施例の制御器（３２）のようにベクトル制
御してトルクを線形に制御していると、次式の関係が成
り立つことになる。

この（２４）式を上記（２２）　、　（２３）式に代入
すると、Ｔ−（ｎ　　−Ｍ２／Ｌ２）ｌ　　δ・１１　
γ・・・（２２）−１ ＰＲｏｓｓ　＝　（Ｒ＋　＋Ｒ２（Ｍ／Ｌ２　）　２１
１１７２＋Ｒ１−１１δ２　　　　・・・（２３）−１
この（２３）−１式において、励磁成分電流（１１δ）
が励磁成分演算回路（３２ｅ）等で一定に制御されてい
ると、トルク成分電流（１１γ）を一定に制御すること
により瞬時損失（Ｐ、Ｑｏｓｓ）が低減されることにな
る。この原理に基づいて誘導電動機（３１）における１
次電流であるトルク成分電流（１１γ）が脈動負荷に追
従して変動しないようにしている。

次に、この誘導電動機（３１）のベクトル制御動作につ
いて説明する。

先ず、交流電源（４）から供給される交流電力は電力変
換器（３３）を介して誘導電動機（３１）に供給されて
いる。そして、該誘導電動機（３１）の運転角速度（ω
ｌ）が速度検出器（３４）によって検出されており、該
速度検出器（３４）のフィードバック信号はローパスフ
ィルタ（３５）によって圧縮機（３）の脈動負荷に伴う
変動成分が除去される。

その後、上記ローパスフィルタ（３５）からフィードバ
ック信号と速度設定器（３２ａ）の設定値とが比較器（
３２ｂ）で比較され、ＰＩ調節器（３２ｃ）のトルク指
令値（Ｔ′）と２次磁束設定器（３２ｄ）の２次磁束設
定値（ψ２′）とよりトルク成分演算回路（３２ｆ）が
脈動負荷に伴って変動しないトルク成分電流（ｉ　＋　
γ）を算出する。また、上記２次磁束設定値（ψ２′）
より励磁成分演算回路（３２ｅ）が励磁成分電流（１１
δ）を算出し、このトルク成分電流（１１γ）と励磁成
分電流（１１δ）とより加算器（３２ｈ）が１次電流（
１１）を算出して電流制御回路（３２ｉ）が電力変換器
（３３）の電流を制御している。

一方、上記トルク指令値（Ｔ′）と２次磁束設定値（ψ
２′）とより滑り演算回路（３２ｇ）が滑り角速度（ω
Ｓ）を算出し、この滑り角速度（ωＳ）に運転角速度（
ωｆｆ１）を加算して周波数制御回路（３２Ｑ）が電力
変換器（３３）に制御信号を出力し、上記誘導電動機（
３１）が制御される。

従って、上述したようにトルク成分電流（１＋γ）が脈
動負荷に追従して変動しないので、（２３）−１式に示
す瞬時損失（ＰＮｏｓｓ）が低減し、電動機効率が向上
すると共に、電力変換器（３３）の素子容量が低減する
ことになる。

第１３図はベクトル制御における他の実施例を示し、前
実施例は励磁成分電流（ｉ　＋　６）が一定とした場合
であるのに代り、この実施例は変動する場合である。つ
まり、励磁成分電流（１＋　δ）が変動する場合、上記
（２３）−１式の瞬時損失（Ｐ９　ａｓｓ　）も変化す
ることになる。

その際、第１実施例における（６）式に対応して所定期
間（τ）において次式が成立し、 （１＃）　ｆｏ　ｉ　＋　δ・ｉ＋　γ・ｄｔ−一定・
・・（２５） また、瞬時損失（ｐＨｏｓｓ）は（２３）−１式より、
Ｐ　９　ｏｓｓ　＝　（１／ｒ）　Ｊ’ｏｒ［ＩＲ＋　
”Ｒｚ　（Ｍ／Ｌ２　）　２１１　Ｈγ＋Ｒ＋　　・Ｉ
　１　δ］ｄｉ　　　　　　・・・（２Ｂ）となる。従
って、この（２６）式に示す瞬時損失（Ｐ９ｏｓｓ）が
最小となるようにトルク成分電流（１１γ）及び励磁成
分電流（１＋　６）を制御するようにしている。

すなわち、前実施例におけるトルク成分演算回路（３２
ｆ）よりトルク成分電流（１１γ）が算出されると、こ
のトルク成分電流（１＋　　γ）の平均値が平均値演算
回路（３７）によって算出され、この平均値より記憶回
路（３８）が平均値に対応した励磁成分電流（１１δ）
を抽出して加算器（３２ｈ）に出力するように構成され
ている。この記憶回路（３８）は、例えば、第１４図に
示すように、上記（２６）式に示す瞬時損失（Ｐｉｏｓ
ｓ）が最小となるようにトルク成分電流（ｉ　＋　γ）
と励磁成分電流（１１δ）との対応関係を記憶している
。これにより瞬時損失（Ｐｌｏｓｓ）が最小となるよう
に誘導電動機（３１）が制御されることになる。

尚、上記記憶回路（３８）に代えて、検出したトルク成
分電流（ｉ　＋　　γ）と励磁成分電流（ＩＩδ）とよ
り（２６）式の瞬時損失（ＩＪｌｏｓｓ）が最小となる
励磁成分電流（１１δ）を算出する演算回路としてもよ
い。

（第４実施例） 本実施例は、第１５図に示すように、誘導電動機（３１
）を制御器（４１）が瞬時トルク制御するようにしたも
のである。該誘導電動機（３１）は前実施例と同様に交
流電源（４）より電力変換器（４２）の整流回路（４２
ａ）、平滑コンデンサ（４２ｂ）及びインバータ（４２
ｃ）を介して交流電力が供給されている。

そこで、上記瞬時トルク制御の原理について説明する（
電気学会論文誌１９８６年１月号参照）。

この瞬時トルク制御は誘導電動機（３１）の瞬時磁束と
瞬時トルクとの制御を同時に行うようにしたものであり
、先ず、インバータ（４２ｃ）のスイッチング関数（Ｓ
ａ、Ｓｂ、Ｓｃ）が正側スイッチがオンのとき１　（Ｓ
ａ、Ｓｂ、Ｓｃ　−１）とし、負側スイッチがオンのと
き０　（Ｓａ、Ｓｂ、Ｓｃ　−０）とすると、該インバ
ータ（４２ｃ）のスイッチングモードが２３通り存在し
、該スイッチングモードに対応する誘導電動機（４２ｃ
）の１次電圧ベクトル（Ｖ　＋　）は次式に示すように
なる。

（ただしＥ　＋　−ｅｘｐｌｊ（１／３）　πＩＥ　ｚ
　−ｅｘｐ［ｊ（２／３）　　πＩＥ　３−ｅｘｐｌｊ
（４／３）　　πＩＥ　４−ｅｘｐｌｊ（５／３）　　
π１■＝直流部電圧　） そして、上記誘導電動機（３１）の１次鎖交磁束ベクト
ル（ψ１）は次に示すように、ｌ＋　＝Ｖ’　＋　（Ｓ
ａ、Ｓｂ、Ｓｃ）ｔ−ｆＲｌ　・了＋　　・ｄｔ＋　ｆ
＋ｏ　　　　・＝　（２８）ｔ：時間 Ｒ１：１次巻線抵抗 １１　ニー次電流ベクトル ？＋ｏ：ｔ−０におけるｊｌの初期値 となり、１次鎖交磁束ベクトル（？＋）は１次電圧ベク
トル（ｖｌ）の方向に変化することになる。

従って、１次電圧ベクトル（■１）を適宜選択して出力
することにより−はぼ一定の回転磁界を作ることができ
る。また、ｄ−ｑ平面を考えた場合、各ｄ−ｑ平面位置
で１次電圧ベクトル（ｖｌ）が異なるので、該ｄ−ｑ平
面を（２ｎ−３）π／６≦α≦（２ｎ　−１）　　π／
６　（ただしロー１．・・・６）の６領域に分割し、各
領域において１次鎖交磁束ベクトル（ψ１）が所定範囲
内（ψｌ　ｌ１ｌｎ　＜　ｌψ＜”ｆｌｍａｘ）に納ま
るように１次電圧ベクトル（ｖｌ）を選択することによ
り、該１次鎖交磁束ベクトル（ψ１）を制御することが
できる。

一方、上記誘導電動機（３１）の瞬時トルク（Ｔ）は次
に示すように、 ブ　　＊　　→ Ｔ−１ｍ（Ｍ　　・１２　　・ｉｔ）　　　　　・・・
（２９）１ｍ：虚数部 １１　：１次電流の瞬時値 ｒ　２＊　２２次電流の瞬時値〒２の共役瞬時ベクトル Ｍ：１次、２次巻線間相互インダクタンスとなり、該（
２９）式は１次鎖交磁束ベクトル（ｆ＋）を用いて次式
に示すように、 Ｔ−１ｍ（ｆ＋零’ｊ’　＋　）　　　　＝４３０）に
変形される。従って、瞬時トルク（Ｔ）は１次鎖交磁束
ベトクル（？＋）によって変化するので、１次電圧ベク
トル（■１）を適宜選択することにより所定範囲に制御
できることになる。

よって、上記１次鎖交磁束ベクトル（？＋）の絶対値と
瞬時トルク（Ｔ）との目標値に対する偏差値を算出する
と共に、該１次鎖交磁束ベクトル（？＋　）の領域を判
定して１次電圧ベクトル（ｖｌ）を特定し、該１次電圧
ベクトル（■１）に対応したスイッチング信号をインバ
ータ（４２ｃ）に出力することにより誘導電動機（３１
）を回転制御することができる。

この原理に基づいて上記制御器（４１）等の構成を説明
する。

先ず、上記インバータ（４２ｃ）の出力より誘導電動機
（３１）の１次電圧及び１次電流が電圧検出器（４３）
及び電流検出器（４４）によって検出され、該１次電圧
及び１次電流より制御器（４１）に含まれる３／２相変
換器（４１ａ）。

（４１ｂ）が１次電圧ペクト／ｌ／　（Ｖｄ＋　、Ｖｑ
　＋　）及び１次電流ベクトル（ｘｄ＋　、ｉｑ　＋　
）を算出し、該１次電圧ベクトル（Ｖ’ｄ＋　、’Ｖ’
Ｑ　＋　）及び１次電流ベクトル（ｌｄ＋　、ｔｑ　ｌ
　）より磁束算出回路（４１ｃ）が１次鎖交磁束ベクト
ル（Ｆｄ　＋　、　ｆＱ　＋　）を算出するように構成
されている。そして、上記１次鎖交磁束ベクトル（ｆｄ
　１．　？ｑ　＋　）より絶対値算出回路（４１ｄ）が
１次鎖交磁束ベクトル（？１）の絶対値１ψ１１を、該
１次鎖交磁束ベクトル（’ｉ’ｄ　＋　、　’ｊｑ　１
）と上記１次電流ベクトル（Ｉｄ＋　、ｉｑ　１）とよ
りトルク算出回路（４１ｅ）が瞬時トルク（Ｔ）を算出
する一方、上記１次鎖交磁束ベクトル（ψｄ２．　　ψ
ｑ＋）より領域判別回路（４１ｆ）が該１次鎖交磁束ベ
クトル（ψ１）の方向、つまり、ｄ−ｑ平面上の領域を
判別して制御回路（４１ｇ）に領域信号を出力し、また
、上記１次鎖交磁束ベクトル（’Ｆ＋）の絶対値１？を
コンパレータ（４１ｈ）が予め設定された所定範囲と比
較して該絶対値ｌ？＋ｌが上限値又は下限値になると限
界信号を上記制御回路（４１ｇ）に出力するように構成
されている。

一方、上記電流検出器（４４）の１次電流より変動検出
器である速度検出回路（４５）が回転磁界の変化速度を
検出し、つまり、誘導電動機（３１）では回転磁界と回
転子との間に滑りが存するものの、回転磁界が一定速度
の場合、回転子速度も一定となり、この回転子の速度を
検出するように構成されており、該速度検出回路（４５
）のフィードバック信号は脈動除去手段であるローパス
フィルタ（４６）に入力されている。該ローパスフィル
タ（４６）は本発明の特徴とするところであり、上記速
度検出器（４５）が出力する速度信号には圧縮機（３）
の脈駆動負荷に伴う変動成分が含まれており、該変動成
分を除去するように構成され、具体的にはカットオフ周
波数が回転周波数以下に設定され、脈動周期内の速度リ
ップルを除去するように成っている。

（以下、余白） 更に、上記ローパスフィルタ（４６）が出力するフィー
ドバック信号の速度値は速度設定器（４７）が出力する
設定値と比較器（４８）で比較され、ＰＩ調節器（４９
）よりトルク指令値（Ｔ′）が上記制御器（４１）に出
力されるように構成されている。そして、該トルク指令
値（Ｔ′）は上記トルク算出回路（４１ｅ）の瞬時トル
ク（Ｔ）と比較器（４１ｉ）で比較された後、コンパレ
ータ（４１ｊ）で予め設定された範囲の上限値又は下限
値にトルクが達したか否かが判定されて限界信号が上記
制御回路（４１ｇ）に出力されるように構成されている
。該制御回路（４１ｇ）には上述した１次鎖交磁束ベク
トル（Ｔ＋　）の領域並びに絶対値１ψ１１の大きさ及
びトルク値（Ｔ）の大きさに対応した１次電圧ベクトル
（■１）の電圧パターンが予め記憶されており、１次鎖
交磁束ベクトル（？２）の領域信号並びに限界信号及び
トルクの限界信号より所定の１次電圧ベクトル（￥１）
を抽出し、該１次電圧ベクトル（７１）に対応したスイ
ッチング信号をインバータ（４２Ｃ）に出力するように
構成されている。

そして、上記誘導電動機（３１）の１次電流（１１）が
脈動負荷に伴って変動しないようにした基本的原理は第
３実施例において（２２）−１，（２３）−１式により
説明した原理と同しであり、つまり、トルクが線形に制
御されているので、そのまま適用できるからである。

次に、この誘導電動機（３１）の瞬時トルク制御器につ
いて説明する。

先ず、該誘導電動機（３１）は交流電源（４）より電力
変換器（４２）を介して電力供給される一方、該誘導電
動機の１次電圧及び１次電流が電圧検出器（４３）及び
電流検出器（４４）によって検出され、該１次電圧及び
１次電流より３／２相変換器（４１ａ）、　　（４１ｂ
）を介して磁束算出回路（４１ｃ）が１次鎖交磁束ベク
トル（ψｄ１、ψｑ１）を算出する。そして、該１次鎖
交磁束ベクトルにｄ　＋　、　ＦＱ　１）の領域信号を
領域判別回路（４１ｆ）が、また、限界信号を絶対値算
出回路（４１ｄ）を介してコンパレータ（４１ｈ）が制
御回路（４１ｇ）にそれぞれ出力し、更に、トルク算出
回路（４１ｅ）が１次鎖交磁束ベクトル（ψｄ１．ψｑ
＋）と１次電流ベクトル（Ｉｄ＋　、ｉＱ　＋　）とよ
り瞬時トルク（Ｔ）を算出する。

一方、上記誘導電動機（３１）における回転子の回転速
度が速度検出回路（４５）によって検出され、該回転速
度のフィードバック信号がローパスフィルタ（４６）に
出力される。そして、該ローパスフィルタ（４６）が圧
縮機（３）の脈動負荷に伴う変動成分を除去し、この変
動成分が除去された速度値と速度設定値とが比較器（４
８）で比較され、Ｐｌａ節器（４９）を介してトルク指
令値（Ｔ′）が出力される。続いて、このトルク指令値
（Ｔ′）とトルク算出回路（４１ｅ）の瞬時トルク（Ｔ
）とが比較器（４１ｉ）で比較された後、コンパレータ
（４１ｊ）がトルクの限界信号を制御回路（４１ｇ）に
出力する。その後、該制御回路（４１ｇ）が１次鎖交磁
束ベクトル（ψ１）の領域信号及び限界信号とトルクの
限界信号とより所定の１次電圧ベクトル（■１）に対応
したスイッチング信号をインバータ（４２ｃ）に出力し
、誘導電動機（３１）を制御する。

その際、圧縮機（３）の脈動負荷に伴って変動しないよ
うに１次電流を制御するので、電動機効率の向上並びに
電力変換器（４２）における素子容量の低減を図ること
ができる。

（第５実施例） 本実施例は、第１６図に示すように、誘導電動機（３１
）の１次周波数と電圧とを制御器（５１）が制御する所
謂ｆ’／ｖ制御方式を適用したものである。

該誘導電動機（３１）は、第４実施例等と同様に交流電
源（４）より電力変換器（５２）の整流回路（５２ａ）
、平滑コンデンサ（５２ｂ）及びインバータ（５２ｃ）
を介して所定の交流電力が供給され、該インバータ（５
２ｃ）は制御器（５１）よりスイッチング信号が入力さ
れて制御されるように構成されている。

上記制御器（５１）は、制御回路（５１ａ）と速度設定
器（５ｌ　ｂ）とより成り、該制御回路（５１ａ）は、
内部構成を図示しないが、１次周波数制御回路に構成さ
れている。そして、上記速度設定器（５ｌ　ｂ）が出力
する電圧或いは周波数等の速度設定値が比較器（５３）
において後述するフィードバック信号の速度値と比較さ
れ、該比較器（５３）が出力する速度指令値に基づいて
上記制御回路（５１ａ）がインバータ（５２ｃ）を制御
するように構成されている。

一方、上記電力変換器（５２）はインバータ（５２ｃ）
の入力側における直流部電流が変動検出器である電流検
出器（５４）によって検出されており、該直流部電流が
バンドパスフィルタ（５５）に入力されるように成って
いる。該バンドローパスフィルタ（５５）が本発明の特
徴とするところであり、該バンドパスフィルタ（５５）
は圧縮機（３）の脈動負荷に伴う変動成分を含む直流部
電流を検出するように構成されており、具体的には、イ
ンバータ（５２ｃ）のスイッチング周波数よりも低く、
且つ負荷の基本変動成分の周波数より大きい周波数の直
流部電流のみを抽出し、上記脈動負荷に伴う変動成分の
みの直流部電流が出力されるように構成されている。更
に、上記バンドパスフィルタ（５５）の出力信号はＰＩ
調節器（５６）によって比例積分され、フィードバック
信号として上記比較器（５３）に出力され、上記バンド
パスフィルタ（５５）と比較器（５３）とＰＩ調節器（
５６）とで変動除去手段（５７）が構成されており、上
記脈動負荷に起因する変動成分のみのフィードバック信
号が速度設定信号より減算され、脈動負荷に伴って直流
部電流が上昇すると該直流部電流が降下する指令信号を
、逆に、脈動負荷に伴って直流部電流が降下すると該直
流部電流が上昇する指令信号を制御器（５１）に出力す
るように構成されている。

ここで、上記直流部電流が圧縮機（３）の脈動負荷に伴
って変動しないようにした基本的原理について説明する
。

先ず、上記誘導電動機（３１）の瞬時損失は第３実施例
における（２３）式に示す通りとなり、トルクを線形に
制御していないＩ’／ｖ制御方式にあっては１次電流（
１１γ、１１δ）及び２次電流（Ｉ２γ、１２δ）の何
れを制御するとトルクを制御することが可能となるかが
極めて困難である。

ところが、第１７図（ａ）、　　（ｂ）に示されている
ように、誘導電動機における脈動負荷、つまり、トルク
変動波形と、電力交換器（５２）における直流部電流の
変動波形とがほぼ一致していることが実験的に確認され
た。尚、実験に用いた誘導電動機（３１）は、かご形三
和誘導電動機で、極数が２Ｐ、定格出力が２．ＯＫＷ、
定格電力が１９４ｖ１定格周波数が７５１１２である。

上記実験結果より明らかなように、脈動負荷に伴って直
流部電流も変動しており、該直流部電流を一定にするこ
とにより瞬時損失が低減されるので、該直流部電流が脈
動負荷に追従して変動しないようにしている。

次に、この誘導電動機（３１）の制御動作について説明
する。

先ず、誘導電動機（３１）は、第４実施例等と同様に交
流電源（４）より電力変換器（５２）を介して電力供給
されており、該電力変換器（５２）のインバータ（５２
ｃ）は制御器（５１）のスイッチング信号によって制御
されている。

一方、上記電動変換器（５２）におけるインバータ（５
２ｃ）の入力側の直流部電流が電流検出器（５４）によ
って導出されて、バンドパスフィルタ（５５）に入力さ
れる。そして、該バンドパスフィルタ（５５）は直流部
電流信号よりスイッチング周波数などの高周波と脈動負
荷に伴う変動成分を含まない基本変動成分の低周波とを
除去した直流部電流信号を出力し、脈動負荷に伴う変動
成分のみの直流部電流信号が検出され、ＰＩ調節器（５
６）で比例積分された後、比較器（５３）において速度
設定器（５ｌ　ｂ）の速度設定値と比較される。そして
、速度設定値より脈動負荷に伴う変動分が減算されて指
令値として制御回路（５１ａ）に入力され、該制御回路
（５１ａ）は脈動負荷に伴って直流部電流が上昇すると
該直流電流が降下するように、また逆に、降下すると上
昇するようにインバータ（５２ｃ）を制御し、つまり、
制御回路（５１ａ）の入力指令値を変動させて誘導電動
機（３１）の回転速度が制御される。

これにより、直流部電流が脈動負荷に追従しないので、
電動機効率が向上するとともに、電力変換器（５２）の
素子容量を低減することができる。

尚、上記各実施例において、被動機に圧縮機（３）を用
いたが、電動機の１回転中等で負荷変動を生じるポンプ
などであってもよい。

また、電動機は同期電動機など各種の電動機であっても
よく、制御方式は実施例に限定されるものではない。ま
た、変動検出器は電動機の回転速度を検出するものに限
られず、負荷変動に対応して変動するものであればよい
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の構成を示すブロック図である。 第２図〜第１７図は本発明の実施例を示し、第２図〜第
７図は第１実施例を示しており、第２図（ａ）は駆動制
御装置のブロック回路図、第２図（ｂ）は電力変換器の
回路図、第３図は第１実施例を説明するための直流モー
タの等価回路図、第４図、第５図、第６図は第１実施例
を説明するためのブロック線図、第７図は変形例のブロ
ック線図である。第８図〜第１０図は第２実施例を示し
、第８図は駆動制御装置のブロック回路図、第９図は演
算回路のブロック回路図、第１０図は電流制御回路のブ
ロック回路図である。第１１図〜第１４図は第３実施例
を示し、第１１図は駆動制御装置のブロック回路図、第
１２図はγ−９平面上の電流ベクトル図、第１３図は変
形例の要部を示すブロック回路図、第１４図は励磁成分
電流のトルク成分電流に対する特性図である。第１５図
は第４実施例を示す駆動制御装置のブロック回路図であ
る。第１６図、第１７図は第５実施例を示し、第１６図
は駆動制御装置のブロック回路図、第１７図（ａ）は誘
導電動機のトルク波形図、第１７図（ｂ）は電力変換器
の直流部電流波形図である。 第１８図は従来の駆動制御装置を示すブロック回路図で
ある。 （１）・・・駆動制御装置、（２）・・・直流モータ、
（３）・・・圧縮機、（４）・・・電源、（５）、　　
（２２）（３３）、　　（４２）、　　（５２）・・・
電力変換器、（５ａ）・・・スイッチング用トランジス
タ、（６）。 （２３）、　　（３２）、（４１）、　　（５１）・・
・制御器、（１１）（３４）、　　（４５）・・・速度
検出器、（１２）・・・脈動除去回路、（２１）・・・
ブラシレスＤＣモータ、（２２ｃ）、　　（３３ｃ）、
　　（４２ｃ）（５２ｃ）・・・インバータ、（２６）
・・・角度検出回路、（２５ｄ）、　　（３５）、　　
（４６）・・・ローパスフィルタ、（３１）・・・誘導
電動機、（５４）・・・電流検出器、（５９）・・・変
動除去手段。 ほか２名 第 図 第４ 図 第 図 第６ 図 第 図 第 図 ご：　丸ｐ贋 第１６ 図 間（ｍｓ） 印 ＰＴ　　間 （ｍｓ） 第　１７ 図

Claims (15)

【特許請求の範囲】
1. （１）基本変動成分及び該基本変動成分より高周期で変
   動する脈動成分を含む負荷を生起する被動機と、 該被動機を駆動する電動機と、 該電動機に電力を供給する電源と、 該電源からの電力を上記電動機に応じた所定電力に変換
   して該電動機に供給する電力変換器と、該電力変換器に
   制御信号を指令値に基づいて出力して該電力変換器を制
   御する制御器と、 上記被動機における負荷変動に対応して変動する変動量
   を検出する変動検出器と、 該変動検出器が検出した変動量に基づき上記被動機にお
   ける負荷の脈動成分に伴う変動成分を除去するようにフ
   ィードバック信号を出力して上記電動機が負荷の脈動成
   分に対応して変動しないように上記制御器の指令値を制
   御する変動除去手段と、 を備えていることを特徴とする電動機の駆動制御装置。
2. （２）基本変動成分及び該基本変動成分より高周期で変
   動する脈動成分を含む負荷を生起する圧縮機（３）と、 該圧縮機（３）を駆動する直流モータ（２）と、該直流
   モータ（２）に電力を供給する電源（４）と、 該電源（４）からの電力を直流電力に変換して上記直流
   モータ（２）に供給する電力変換器（５）と、 該電力変換器（５）に制御信号を指令値に基づいて出力
   して該電力変換器（５）を制御する制御器（６）と、 上記圧縮機（３）における負荷変動に対応して変動する
   直流モータ（２）の回転速度に関する変動量を検出する
   変動検出器（１１）と、 該変動検出器（１１）が検出した変動量に基づき上記圧
   縮機（３）における負荷の脈動成分に伴う変動成分を除
   去したフィードバック信号を出力して上記直流モータ（
   ２）の電機子電流が負荷の脈動成分に対応して変動しな
   いように上記制御器（６）の指令値を制御する変動除去
   手段（１２）と、 を備えていることを特徴とする電動機の駆動制御装置。
3. （３）変動検出器（１１）は、直流モータ（２）の回転
   速度に伴って変化する電機子電圧を検出することを特徴
   とする請求項（２）記載の電動機の駆動制御装置。
4. （４）変動検出器（１１）は、直流モータ（２）の回転
   速度を検出することを特徴とする請求項（２）記載の電
   動機の駆動制御装置。
5. （５）変動除去手段（１２）は、変動検出器（１１）の
   検出電圧値より負荷の脈動成分に伴う変動成分を除去し
   た電圧フィードバック信号を出力していることを特徴と
   する請求項（３）記載の電動機の脈動制御装置。
6. （６）変動除去手段（１２）は、変動検出器（１１）の
   検出速度値より負荷の脈動成分に伴う変動成分を除去し
   た速度フィードバック信号を出力していることを特徴と
   する請求項（４）記載の電動機の駆動制御装置。
7. （７）制御器（６）は、変動除去手段（１２）の電圧フ
   ィードバック信号により負荷の脈動成分に伴って変動し
   ないように電力変換器（５）の出力電圧を制御している
   ことを特徴とする請求項（２）又は（５）記載の電動機
   の駆動制御装置。
8. （８）制御器（６）は、変動除去手段（１２）の速度フ
   ィードバック信号により負荷の脈動成分に伴って変動し
   ない電流値を指令値としていることを特徴とする請求項
   （２）又は（６）記載の電動機の駆動制御装置。
9. （９）基本変動成分及び該基本変動成分より高周期で変
   動する脈動成分を含む負荷を生起する圧縮機と、 該圧縮機を駆動する交流モータと、 該交流モータに電力を供給する電源と、 該電源からの電力を交流電力に変換して上記交流モータ
   に供給する電力変換器と、 該電力変換器に制御信号を指令値に基づいて出力して該
   電力変換器を制御する制御器と、 上記圧縮機における負荷変動に対応して変動する交流モ
   ータの変動量を検出する変動検出器と、該変動検出器が
   検出した変動量に基づき上記圧縮機における負荷の脈動
   成分に伴う変動成分を除去したフィードバック信号を出
   力して上記交流モータが負荷の脈動成分に対応して変動
   しないように上記制御器の指令値を制御する変動除去手
   段と、 を備えていることを特徴とする電動機の駆動制御装置。
10. （１０）基本変動成分及び該基本変動成分より高周期で
    変動する脈動成分を含む負荷を生起する圧縮機（３）と
    、 該圧縮機（３）を駆動するブラシレスＤＣモータ（２１
    ）と、 該ブラシレスＤＣモータ（２１）に電力を供給する電源
    （４）と、 該電源（４）からの電力を交流電力に変換して上記ブラ
    シレスＤＣモータ（２１）に供給する電力変換器（２２
    ）と、 該電力変換器（２２）にブラシレスＤＣモータ（２１）
    の電機子電流が指令値になるように制御信号を出力して
    該電力変換器（２２）を制御する制御器（２３）と、 上記圧縮機（３）における負荷変動に対応して変動する
    ブラシレスＤＣモータ（２１）の回転速度を検出する変
    動検出器（２６）と、 該変動検出器（２６）が検出した回転速度に基づき上記
    圧縮機（３）における負荷の脈動成分に伴う変動成分を
    除去した速度フィードバック信号を出力して上記ブラシ
    レスＤＣモータ（２１）の電機子電流が負荷の脈動成分
    に対応して変動しないように上記制御器（２３）の指令
    値を制御する変動除去手段（２５ｄ）と、 を備えていることを特徴とする電動機の駆動制御装置。
11. （１１）基本変動成分及び該基本変動成分より高周期で
    変動する脈動成分を含む負荷を生起する圧縮機（３）と
    、 該圧縮機（３）を駆動する交流モータ（３１）と、 該交流モータ（３１）に電力を供給する電源（４）と、 該電源（４）からの電力を交流電力に変換して上記交流
    モータ（３１）に供給する電力変換器（５２）と、 上記交流モータ（３１）に印加される電圧及び周波数が
    指令値になるように上記電力変換器（５２）に制御信号
    を出力して該電力変換器（５２）を制御する制御器（５
    １）と、 上記圧縮機（３）における負荷変動に対応して変動する
    電力変換器（５２）の直流部電流を検出する変動検出器
    （５４）と、 該変動検出器（５４）が検出した検出電流値に基づき上
    記圧縮機（３）における負荷の脈動成分に伴う変動成分
    を除去するようにフィードバック信号を出力して上記交
    流モータ（３１）の供給電流が負荷の脈動成分に対応し
    て変動しないように上記制御器（５１）の指令値を制御
    する変動除去手段（５７）と、 を備えていることを特徴とする電動機の駆動制御装置。
12. （１２）交流モータ（３１）は同期電動機であることを
    特徴とする請求項（１１）記載の電動機の駆動制御装置
    。
13. （１３）交流モータ（３１）は誘導電動機であることを
    特徴とする請求項（１１）記載の電動機の駆動制御装置
    。
14. （１４）制御器（３２）は交流モータ（３１）のトルク
    電流と励磁電流を制御して該交流モータ（３１）をベク
    トル制御する一方、 変動検出器（３４）が交流モータ（３１）の回転速度を
    検出し、変動去除手段（３５）が負荷の脈動成分に伴う
    変動成分を除去した速度フィードバック信号を出力して
    上記制御器（３２）のトルク指令値を制御していること
    を特徴とする請求項（９）記載の電動機の駆動制御装置
    。
15. （１５）制御器（４１）は交流モータ（３１）の１次鎖
    交流磁束ベクトルと瞬時トルクとを制御して該交流モー
    タ（３１）を瞬時トルク制御する一方、 変動検出器（４５）は交流モータ（３１）の回転速度を
    検出し、変動除去手段（４６）は負荷の脈動成分に伴う
    変動成分を除去した速度フィードバック信号を出力して
    上記制御器（４１）のトルク指令値を制御していること
    を特徴とする請求項（９）記載の電動機の駆動制御装置
    。