JPH02202392A - 同期型ａｃサーボモータの電流制御方式 - Google Patents
同期型ａｃサーボモータの電流制御方式Info
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- JPH02202392A JPH02202392A JP1017712A JP1771289A JPH02202392A JP H02202392 A JPH02202392 A JP H02202392A JP 1017712 A JP1017712 A JP 1017712A JP 1771289 A JP1771289 A JP 1771289A JP H02202392 A JPH02202392 A JP H02202392A
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は、同期型ＡＣ（交流）サーボモータの電流制御
方式に関するものである。
方式に関するものである。
従来の技術
３相の同期型ＡＣサーボモータの場合、一般に、速度制
御ループのブロック線図は第５図に示すように表わされ
る。
御ループのブロック線図は第５図に示すように表わされ
る。
第５図において、速度ループ補償回路１は、速度指令Ｖ
ｃと周波数／電圧変換器９からのサーボモータの実速度
に対応する電圧との差即ち速度偏差を増幅し、トルク指
令Ｔｃを出力し、乗算器２Ｕ、２Ｖ、２Ｖｌｔ該トルク
指令と、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の正弦波信号発生回路８Ｕ、８Ｖ
、８Ｗから出力されるサーボモータのロータの電気角θ
に応じて２π／３位相のずれた正弦波信号とを各々乗じ
て相電流指令１ｒ（Ｕ）、１ｒ（Ｖ）、ｉｒ四）を出力
する。電流ループ補償回路３Ｕ、３Ｖ、３Ｗは、各相電
流指令ｉ ｒ（Ｕ） 、 ｉ ｒ（Ｖ） 、 ｉ
ｒ（Ｗ）と電流検出器５Ｕ、５Ｖ、５Ｗで検出された対
応する相電流ｉ ｃ（Ｕ） 、 ｉ ｃ（Ｖ） 、
ｉ ｃ（Ｗ）との差、即ち電流偏差を増幅し、相電圧
指令ｅｒ（Ｕ）、ｅｒ（Ｖ） 、 ｅ ｒ （Ｗ）を各
々電力増幅器４Ｕ、４Ｖ。
ｃと周波数／電圧変換器９からのサーボモータの実速度
に対応する電圧との差即ち速度偏差を増幅し、トルク指
令Ｔｃを出力し、乗算器２Ｕ、２Ｖ、２Ｖｌｔ該トルク
指令と、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の正弦波信号発生回路８Ｕ、８Ｖ
、８Ｗから出力されるサーボモータのロータの電気角θ
に応じて２π／３位相のずれた正弦波信号とを各々乗じ
て相電流指令１ｒ（Ｕ）、１ｒ（Ｖ）、ｉｒ四）を出力
する。電流ループ補償回路３Ｕ、３Ｖ、３Ｗは、各相電
流指令ｉ ｒ（Ｕ） 、 ｉ ｒ（Ｖ） 、 ｉ
ｒ（Ｗ）と電流検出器５Ｕ、５Ｖ、５Ｗで検出された対
応する相電流ｉ ｃ（Ｕ） 、 ｉ ｃ（Ｖ） 、
ｉ ｃ（Ｗ）との差、即ち電流偏差を増幅し、相電圧
指令ｅｒ（Ｕ）、ｅｒ（Ｖ） 、 ｅ ｒ （Ｗ）を各
々電力増幅器４Ｕ、４Ｖ。
４Ｗへ出力する。
電力増幅器４Ｕ、４Ｖ、４Ｗは、トランジスタＰＷＭ回
路専で構成され、相電圧指令ｅｒ（Ｕ）。
路専で構成され、相電圧指令ｅｒ（Ｕ）。
ｅ ｒ（Ｖ） 、 ｅ ｒ（１４）を受信し、相電圧ｅ
ｒ ’（Ｕ）。
ｒ ’（Ｕ）。
ｅ ｒ ’（Ｖ）、 ｅ ｒ ’（讐）をサーボモータ
６の各相に印加し、サーボモータ６を駆動するものであ
る。
６の各相に印加し、サーボモータ６を駆動するものであ
る。
上記周波数／電圧変換器９はサーボモータ６に取付けら
れたパルスコーダ７の出力を周波数から電圧に変換し、
サーボモータ６の実速度に応じた電圧を出力し、また、
上記正弦波信号発生回路８ｕ、ｓｖ、ａｗはパルスコー
ダ７から検出されるロータ位置よりロータの電気角θに
応じ、かつ、２π／３位相のずれた正弦波信号を各々出
力する。
れたパルスコーダ７の出力を周波数から電圧に変換し、
サーボモータ６の実速度に応じた電圧を出力し、また、
上記正弦波信号発生回路８ｕ、ｓｖ、ａｗはパルスコー
ダ７から検出されるロータ位置よりロータの電気角θに
応じ、かつ、２π／３位相のずれた正弦波信号を各々出
力する。
なお、Ｇ１（Ｓ）は速度ループ補償回路の伝達関数で、
Ｇ２（Ｓ）は電流ループ補償回路３Ｕ。
Ｇ２（Ｓ）は電流ループ補償回路３Ｕ。
３Ｖ、３Ｗの伝達関数である。また、Ｇ３は電力増幅器
４Ｕ、４Ｖ、４Ｗのゲインである。
４Ｕ、４Ｖ、４Ｗのゲインである。
上述した同期型ＡＣサーボモータの速度制御ループの構
成９作用は従来から公知のものであり、詳細な説明は省
略する。
成９作用は従来から公知のものであり、詳細な説明は省
略する。
上記第５図において、１相の電流制御ループを取出し詳
述すると第６図に示されるブロック線図となる。
述すると第６図に示されるブロック線図となる。
第６図において、１ｏはモータ部を意味し、当該相の巻
線の鎖交磁束をΦ、コイルの相抵抗をＲとすると、サー
ボモータ６の当該相に印加される相電圧ｅｒ’ と相電
流ｉｃとは次の第（１）式の関係が成立する。
線の鎖交磁束をΦ、コイルの相抵抗をＲとすると、サー
ボモータ６の当該相に印加される相電圧ｅｒ’ と相電
流ｉｃとは次の第（１）式の関係が成立する。
（ｄ／ｄｔ） 、Φ十Ｒ−ｉｃ＝ ｅｒ’ −
＝ −（１）第（１）式を変形すると、次の第（２）式
となる。
＝ −（１）第（１）式を変形すると、次の第（２）式
となる。
ｃ＝ （ｅｒ’ −（ｄ／ｄｔ） −Φ） −（１／Ｒ
） ・（２）一方、コイルのインダクタンスをＬ（θ
）とすると、鎖交磁束Φは次の第（３）式で表わされる
。
） ・（２）一方、コイルのインダクタンスをＬ（θ
）とすると、鎖交磁束Φは次の第（３）式で表わされる
。
Φ＝Ｌ（θ） ｉＣ・・・・・・（３）そして、イン
ダクタンスしくθ）はロータ電気角θによって変化する
ものであるから、上記第（２）式、第（３）式より、モ
ータ部１０のブロック線図は第６図のように示される。
ダクタンスしくθ）はロータ電気角θによって変化する
ものであるから、上記第（２）式、第（３）式より、モ
ータ部１０のブロック線図は第６図のように示される。
即ち、相電圧ｅｒ’から伝達関数１４の出力である鎖交
磁束Φの微分値を減じたものをコイルの相抵抗Ｒで除し
て（伝達関数１１）相電流ｉｃが求められ、また、鎖交
磁束Φは、ロータ電気角θに応じたコイルインダクタン
スしくθ）（伝達関数１２）と相電流ｉｃを乗算（１３
）ｕて求められる。
磁束Φの微分値を減じたものをコイルの相抵抗Ｒで除し
て（伝達関数１１）相電流ｉｃが求められ、また、鎖交
磁束Φは、ロータ電気角θに応じたコイルインダクタン
スしくθ）（伝達関数１２）と相電流ｉｃを乗算（１３
）ｕて求められる。
第６図のブロック線図からも明らかのように、コイルの
インダクタンスＬ（θ）がロータ電気角θで変化するも
のであるから、この制御系は定係数でなく非線形である
。
インダクタンスＬ（θ）がロータ電気角θで変化するも
のであるから、この制御系は定係数でなく非線形である
。
発明が解決しようとする課題
上述したように、同期型ＡＣサーボモータの従来の制御
系は非線形であるため、制御系の安定性が悪く、トルク
変動、速度変動を少なくし、サーボモータを滑らかに駆
動回転させるための制御が困難であった。また、非線形
であることからゲインを高くすると発振する場合が必ず
生じ、制御系のゲインを高くすることが困難であった。
系は非線形であるため、制御系の安定性が悪く、トルク
変動、速度変動を少なくし、サーボモータを滑らかに駆
動回転させるための制御が困難であった。また、非線形
であることからゲインを高くすると発振する場合が必ず
生じ、制御系のゲインを高くすることが困難であった。
ロータ電気角θで変化するコイルのインダクタンスしく
θ）の最大値しくθ）ｍａｘ、最小値しくθ）ｗｉｎの
比（Ｌ（θ）ｍａｘ／ Ｌ （θ）Ｉｌｌｉｎ）は、永
久磁石同期電動機タイプ及びコイル励磁同期電動機タイ
プの同期型ＡＣサーボモータにおいては２以下程度であ
る場合が多いので、この非線形性が系全体の安定性にそ
れほど大きな影響を与えない。
θ）の最大値しくθ）ｍａｘ、最小値しくθ）ｗｉｎの
比（Ｌ（θ）ｍａｘ／ Ｌ （θ）Ｉｌｌｉｎ）は、永
久磁石同期電動機タイプ及びコイル励磁同期電動機タイ
プの同期型ＡＣサーボモータにおいては２以下程度であ
る場合が多いので、この非線形性が系全体の安定性にそ
れほど大きな影響を与えない。
しかし、可変リラクタンス型ＡＣサーボモータにおいて
は、上記比（Ｌ（θ）ｗａｘ／ Ｌ （θ）Ｉｌｌｉｎ
）は出力トルクと相関があり、この値ができるだけ大き
くなるように設計するため、７〜１０程度の値になるこ
とが多く、そのため、可変リラクタンス型ＡＣサーボモ
ータの場合には、上記非線形性が制御系全体の安定性に
大きな影響を及ぼす。
は、上記比（Ｌ（θ）ｗａｘ／ Ｌ （θ）Ｉｌｌｉｎ
）は出力トルクと相関があり、この値ができるだけ大き
くなるように設計するため、７〜１０程度の値になるこ
とが多く、そのため、可変リラクタンス型ＡＣサーボモ
ータの場合には、上記非線形性が制御系全体の安定性に
大きな影響を及ぼす。
そこで、本発明の目的は、同期型ＡＣザーボモータの電
流制御において、上記非線形をなくし、制御を容易にす
る電流制御方式を提供することにある。
流制御において、上記非線形をなくし、制御を容易にす
る電流制御方式を提供することにある。
課題を解決するための手段
本発明は、同期型ＡＣサーボモータの各相毎、モータの
相電流にコイルの相抵抗を乗じた値をモータに入力され
る相電圧から減じ、該減じられた値に電力増幅器のゲイ
ンの逆数を乗じて得られる値を相電圧指令に加算して電
力増幅器に入力する帰還回路を設けることによって、電
流制御系を線形化し課題を解決した。
相電流にコイルの相抵抗を乗じた値をモータに入力され
る相電圧から減じ、該減じられた値に電力増幅器のゲイ
ンの逆数を乗じて得られる値を相電圧指令に加算して電
力増幅器に入力する帰還回路を設けることによって、電
流制御系を線形化し課題を解決した。
作 用
第１図は、本発明の作用の原理を説明する同期型ＡＣサ
ーボモータの電流制御ループの１相分のブロック線図で
あり、第６図に示す従来の電流制御ループのブロック線
図と比較し、帰還回路２０が加わっている。
ーボモータの電流制御ループの１相分のブロック線図で
あり、第６図に示す従来の電流制御ループのブロック線
図と比較し、帰還回路２０が加わっている。
すなわち、該帰還回路は、相電流；Ｃにコイルの相抵抗
Ｒを乗じる伝達関数２１と、ザーボモータの当該相電圧
ｅｒ’から上記伝達関数２１の出力を減じ、この値に電
力増幅器のゲインＧ３の逆数を乗じる伝達関数２２、そ
して、該伝達関数２２の出力を相電圧指令ｅｒに加算し
て電力増幅器に入力する構成になっている。
Ｒを乗じる伝達関数２１と、ザーボモータの当該相電圧
ｅｒ’から上記伝達関数２１の出力を減じ、この値に電
力増幅器のゲインＧ３の逆数を乗じる伝達関数２２、そ
して、該伝達関数２２の出力を相電圧指令ｅｒに加算し
て電力増幅器に入力する構成になっている。
上記電流制御ループにおいて、相電圧指令ｅｒから相電
流ｉＣまでのブロック線図を整理すると、（ｅｒ＋（ｅ
ｒ’−Ｒ−ｉｃ） −（１／Ｇ３））Ｇ３＝ｅｒ’・
・・・・・（４） 上記第（４）式を整理すると、 ｃ＝Ｇ３（１／Ｒ）−ｅｒ ・−・−・・（５）と
なり、第１図のブロック線図は第２図のブロック線図に
書き直すことができる。
流ｉＣまでのブロック線図を整理すると、（ｅｒ＋（ｅ
ｒ’−Ｒ−ｉｃ） −（１／Ｇ３））Ｇ３＝ｅｒ’・
・・・・・（４） 上記第（４）式を整理すると、 ｃ＝Ｇ３（１／Ｒ）−ｅｒ ・−・−・・（５）と
なり、第１図のブロック線図は第２図のブロック線図に
書き直すことができる。
第２図に示すブロック線図から明らかのように、この電
流制御系の各制御ブロックは全て定係数であり、線形で
ある。
流制御系の各制御ブロックは全て定係数であり、線形で
ある。
すなわち、帰還回路２０を加えることにより、同期型Ａ
Ｃサーボモータの電流制御系は線形となり、ロータの電
気角によって変化するインダクタンスＬ（θ）の影響を
消すことができる。
Ｃサーボモータの電流制御系は線形となり、ロータの電
気角によって変化するインダクタンスＬ（θ）の影響を
消すことができる。
実施例
第３図は、本発明を可変リラクタンス型ＡＣザーボモー
タに適用した一実施例のモータ駆動制御部の本発明に係
る主要回路図、第４図の３相の可変リラクタンス型ＡＣ
サーボモータにおける固定子鉄心と、その内側に微小空
隙を介して設けられる突極ロータとの機械的配置関係を
示した略示断面図である。
タに適用した一実施例のモータ駆動制御部の本発明に係
る主要回路図、第４図の３相の可変リラクタンス型ＡＣ
サーボモータにおける固定子鉄心と、その内側に微小空
隙を介して設けられる突極ロータとの機械的配置関係を
示した略示断面図である。
まず、第４図を参照すると、本発明の一実施例に係る可
変リラクタンス型ＡＣザーボモータ３０は、固定子３２
とその内側に設けられたロータ３４とを具備し、前者の
固定子３２が有する６つの固定子磁極部３２８〜３２ｆ
に対して微小な空隙を介して後者のロータ３４は図示さ
れていないモータ軸上に取付けられた回転軸受により保
持され、回転可能に構成されている。回転ロータ３４は
、非永久磁石型であることから、鉄板材の成層構造体と
して形成され、４つの突極部３４ａ〜３４ｄを有した８
極ロータとして形成されている。
変リラクタンス型ＡＣザーボモータ３０は、固定子３２
とその内側に設けられたロータ３４とを具備し、前者の
固定子３２が有する６つの固定子磁極部３２８〜３２ｆ
に対して微小な空隙を介して後者のロータ３４は図示さ
れていないモータ軸上に取付けられた回転軸受により保
持され、回転可能に構成されている。回転ロータ３４は
、非永久磁石型であることから、鉄板材の成層構造体と
して形成され、４つの突極部３４ａ〜３４ｄを有した８
極ロータとして形成されている。
他方、固定子３２には各１１極部３２ａ〜３２ｆを囲繞
して励磁巻Ｉ！４１３６が設けられ、本実施例ではり相
、■相、Ｗ相の相互に位相がずれた異なる３相の励磁電
流がこれらの励磁巻線を流れ、上記固定子磁極部３２８
〜３２ｆを順次に磁化することにより、固定子磁極を形
成するように構成され、固定子３２の中心を通る直径方
向に対向する固定子磁極部、例えば、固定子磁極部３２
ａと３２ｄとは同極を形成するようになっている。この
非永夕３０の回転作動原理は周知であり、上述のように
固定子磁極部３２ａ 〜３２ｆ （３２ａ ：３２ｄ。
して励磁巻Ｉ！４１３６が設けられ、本実施例ではり相
、■相、Ｗ相の相互に位相がずれた異なる３相の励磁電
流がこれらの励磁巻線を流れ、上記固定子磁極部３２８
〜３２ｆを順次に磁化することにより、固定子磁極を形
成するように構成され、固定子３２の中心を通る直径方
向に対向する固定子磁極部、例えば、固定子磁極部３２
ａと３２ｄとは同極を形成するようになっている。この
非永夕３０の回転作動原理は周知であり、上述のように
固定子磁極部３２ａ 〜３２ｆ （３２ａ ：３２ｄ。
３２ｂ：３２ｅ、３２ｃ：３２ｆの３組）が交互に励磁
磁化されて１ｉｆ１極を形成すると、固定子側から前記
空隙を介してロータ側に貫通する磁束流が形成され、よ
って、固定子３２とロータ３４間に磁気吸引力の作用に
よる回転トルクを生じてロータ３４は回転するのである
。第４図に図示の状態では固定子磁極部３２ａ、３２ｄ
の対に対してはロータ３４の１対の突極３４ａ、３４Ｇ
が正対しており、このような正対した状態にない固定子
磁極部３２ｂ、３２ｅまたは３２Ｇ、３２ｆを励磁磁化
すれば、ロータ３４の突極３４ｂ、３４ｄが正対位置に
向けて回転するものである。また、ロータ３４の突ｆｉ
３４ａ〜３４ｄと固定子３２の磁極部３２８〜３２ｆの
位置関係から、即ち、ロータ３４の電気角θによって各
相のリラクタンスは大きく変動し、前述したように、最
大インダクタンスＬ（θ）ｍａｘと最小インダクタンス
Ｌ（θ）ｍｉｎの比しくθ）ｍａｘ／ Ｌ （θ）ｍ１
０は約７〜１０程度になるように構成されている。
磁化されて１ｉｆ１極を形成すると、固定子側から前記
空隙を介してロータ側に貫通する磁束流が形成され、よ
って、固定子３２とロータ３４間に磁気吸引力の作用に
よる回転トルクを生じてロータ３４は回転するのである
。第４図に図示の状態では固定子磁極部３２ａ、３２ｄ
の対に対してはロータ３４の１対の突極３４ａ、３４Ｇ
が正対しており、このような正対した状態にない固定子
磁極部３２ｂ、３２ｅまたは３２Ｇ、３２ｆを励磁磁化
すれば、ロータ３４の突極３４ｂ、３４ｄが正対位置に
向けて回転するものである。また、ロータ３４の突ｆｉ
３４ａ〜３４ｄと固定子３２の磁極部３２８〜３２ｆの
位置関係から、即ち、ロータ３４の電気角θによって各
相のリラクタンスは大きく変動し、前述したように、最
大インダクタンスＬ（θ）ｍａｘと最小インダクタンス
Ｌ（θ）ｍｉｎの比しくθ）ｍａｘ／ Ｌ （θ）ｍ１
０は約７〜１０程度になるように構成されている。
第３図に示す該可変リラクタンス型ＡＣザーボモータの
駆動制御部は、本発明に係る主要部分のみ示しており、
同回路において、コンデンサＣは、３相交流電源からの
交流入力を直流に変換する順変換回路に設けられた直流
出力取出し用のコンデンサであり、後段のモータ駆動回
路に対して００９２９部を成すコンデンサである。この
コンデンサＣからの直流出力は前述の固定子励磁巻線３
６におけるＵ相、■相、Ｗ相の巻線３６ａと３６ｄ。
駆動制御部は、本発明に係る主要部分のみ示しており、
同回路において、コンデンサＣは、３相交流電源からの
交流入力を直流に変換する順変換回路に設けられた直流
出力取出し用のコンデンサであり、後段のモータ駆動回
路に対して００９２９部を成すコンデンサである。この
コンデンサＣからの直流出力は前述の固定子励磁巻線３
６におけるＵ相、■相、Ｗ相の巻線３６ａと３６ｄ。
３６ｂと３６ｅ、３６Ｇと３６ｆをそれぞれ励磁する周
知のＰＷＭ出力波に変換するインバータ回路を形成する
トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６及びダイオードＤ１〜Ｄ６
とを具備したモータ駆動回路３８へパルス波として供給
される。即ち、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のオン・オ
フ順序を外部のインバータ制御回路７０から選択制御し
、上記トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のオン・オフに応じ
て、上記００９２９部からの直流電圧パルス波形として
印加され、対応した固定子３２の巻線３６ａ〜３６ｆに
励磁Ｎ流が流れる。上記各相の固定子巻線３６８〜３６
ｆはそれぞれ直流抵抗成分とインダクタンス成分とを有
した回路素子であることは周知のとおりである。
知のＰＷＭ出力波に変換するインバータ回路を形成する
トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６及びダイオードＤ１〜Ｄ６
とを具備したモータ駆動回路３８へパルス波として供給
される。即ち、トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のオン・オ
フ順序を外部のインバータ制御回路７０から選択制御し
、上記トランジスタＴｒ１〜Ｔｒ６のオン・オフに応じ
て、上記００９２９部からの直流電圧パルス波形として
印加され、対応した固定子３２の巻線３６ａ〜３６ｆに
励磁Ｎ流が流れる。上記各相の固定子巻線３６８〜３６
ｆはそれぞれ直流抵抗成分とインダクタンス成分とを有
した回路素子であることは周知のとおりである。
上記モータ駆動回路３８にはさらに、各相の励磁巻線に
直列に電流検出器４０８〜４００がそれぞれ接続サレ、
各相の相電流ｉ ｃ（Ｕ） 、 ｉ ｃ（Ｖ） 。
直列に電流検出器４０８〜４００がそれぞれ接続サレ、
各相の相電流ｉ ｃ（Ｕ） 、 ｉ ｃ（Ｖ） 。
ｃ（Ｗ）を検出するようになっている。これら電流検出
器４０ａ〜４０Ｇの出力は第１図のブロック線図におけ
る帰還回路２０に対応する帰還回路５０Ｕ、５０Ｖ、５
０Ｗに夫々入力サレ、サラニ、該帰還回路５０Ｕ、５０
Ｖ、５０Ｗには対応する相電圧ｅ ｒ ’（Ｕ）、 ｅ
ｒ ’（Ｖ）、 ｅ ｒ ’（Ｗ）が入力されでいる
。
器４０ａ〜４０Ｇの出力は第１図のブロック線図におけ
る帰還回路２０に対応する帰還回路５０Ｕ、５０Ｖ、５
０Ｗに夫々入力サレ、サラニ、該帰還回路５０Ｕ、５０
Ｖ、５０Ｗには対応する相電圧ｅ ｒ ’（Ｕ）、 ｅ
ｒ ’（Ｖ）、 ｅ ｒ ’（Ｗ）が入力されでいる
。
帰還回路５０Ｕには電流検出器４０ａで検出した相電圧
１ｃ（Ｕ）をコイルの抵抗Ｒ分増幅し、出力−Ｒ−ｉｃ
（Ｕ）を出力する増幅器５１Ｕと、相電圧ｅ ｒ ’（
Ｕ）から上記増幅器５１Ｕの出力値を減じたものを電力
増幅器（モータ駆動回路１８）のゲインＧ３の逆数だけ
増幅し、出力−（ｅ ｒ ’（Ｕ）−Ｒ−ｉ Ｃ（Ｌｌ
））−（１／Ｇ３ ）を出力する増幅器５２Ｕで構成さ
れている。なお、■相、Ｗ相の帰還回路５０Ｖ、５０Ｗ
も同じ構成であり、第３図においては詳細を省略してい
る。
１ｃ（Ｕ）をコイルの抵抗Ｒ分増幅し、出力−Ｒ−ｉｃ
（Ｕ）を出力する増幅器５１Ｕと、相電圧ｅ ｒ ’（
Ｕ）から上記増幅器５１Ｕの出力値を減じたものを電力
増幅器（モータ駆動回路１８）のゲインＧ３の逆数だけ
増幅し、出力−（ｅ ｒ ’（Ｕ）−Ｒ−ｉ Ｃ（Ｌｌ
））−（１／Ｇ３ ）を出力する増幅器５２Ｕで構成さ
れている。なお、■相、Ｗ相の帰還回路５０Ｖ、５０Ｗ
も同じ構成であり、第３図においては詳細を省略してい
る。
また、帰還回路５０Ｕ、５０Ｖ、５０Ｗ（７）出力は加
算回路６０Ｕ、６０Ｖ、６０Ｗにそれぞれ入力されてい
る。
算回路６０Ｕ、６０Ｖ、６０Ｗにそれぞれ入力されてい
る。
サラ１．、、Ｌ、 レラ加算回路６０Ｕ、６０Ｖ、６０
Ｗには、従来と同様な方法で作成された相電圧指令ｅ
ｒ（ＩＩ） 、 ｅ ｒ（Ｖ） 、 ｅ ｒ（Ｗ）をそ
れぞれ増幅器６１Ｕ、６１Ｖ、６１Ｗで極性を逆転した
電圧がそれぞれ入力され、帰還回路５０Ｕ、５０Ｖ。
Ｗには、従来と同様な方法で作成された相電圧指令ｅ
ｒ（ＩＩ） 、 ｅ ｒ（Ｖ） 、 ｅ ｒ（Ｗ）をそ
れぞれ増幅器６１Ｕ、６１Ｖ、６１Ｗで極性を逆転した
電圧がそれぞれ入力され、帰還回路５０Ｕ、５０Ｖ。
５０Ｗの出力と相電圧指令ｅ ｒ（Ｕ） 、 ｅ ｒ（
Ｖ） 。
Ｖ） 。
ｅ ｒ （Ｗ）をそれぞれ加算しくｅｒ＋ （ｅｒ’
−Ｒｃ）（１／Ｇ３））、インバータ制御回路７０に出
力している。インバータ制御回路７０はこれら信号を受
けて固定子３２の各相の励磁巻線回路におけるトランジ
スタＴｒ１：Ｔｒ２゜Ｔｒ３ ：Ｔｒ４ 、Ｔｒ５ ：
Ｔｒ６の各相をオン・オフさせてサーボモータ３０を駆
動する。
−Ｒｃ）（１／Ｇ３））、インバータ制御回路７０に出
力している。インバータ制御回路７０はこれら信号を受
けて固定子３２の各相の励磁巻線回路におけるトランジ
スタＴｒ１：Ｔｒ２゜Ｔｒ３ ：Ｔｒ４ 、Ｔｒ５ ：
Ｔｒ６の各相をオン・オフさせてサーボモータ３０を駆
動する。
すなわち、本実施例においては、可変リラクタンス型Ａ
Ｃサーボモータの従来の駆動制御回路に帰還回路５Ｃ１
１，５０Ｖ、５０Ｗ及び加算回路６０Ｕ、６０Ｖ、６０
Ｗ等を付加し、各相毎、相電圧ｅｒ’から相電圧ｉｃに
対応する電圧にコイル抵抗Ｒ分増幅した電圧を減じ、こ
の差電圧を電流制御ループのゲインＧ３の逆数力増幅し
て、相電圧指令ｅｒに加算することによって、各相毎、
第１図に示すブロック線図のような線形制御が得られる
構成とすることによって、第２図のように線形な系を構
成させている。
Ｃサーボモータの従来の駆動制御回路に帰還回路５Ｃ１
１，５０Ｖ、５０Ｗ及び加算回路６０Ｕ、６０Ｖ、６０
Ｗ等を付加し、各相毎、相電圧ｅｒ’から相電圧ｉｃに
対応する電圧にコイル抵抗Ｒ分増幅した電圧を減じ、こ
の差電圧を電流制御ループのゲインＧ３の逆数力増幅し
て、相電圧指令ｅｒに加算することによって、各相毎、
第１図に示すブロック線図のような線形制御が得られる
構成とすることによって、第２図のように線形な系を構
成させている。
なお、上記実施例では、ロータの゛電気角に応じてイン
ダクタンスの変動が大きい可変リラクタンス型ＡＣサー
ボモータに本発明を適用した例を説明したが、インダク
タンスが変動する他の同期型ＡＣサーボモータ（永久磁
石同期電動様タイプ。
ダクタンスの変動が大きい可変リラクタンス型ＡＣサー
ボモータに本発明を適用した例を説明したが、インダク
タンスが変動する他の同期型ＡＣサーボモータ（永久磁
石同期電動様タイプ。
コイル励磁同期電動機タイプ）にも適用できることはも
ちろんである。
ちろんである。
また、上記実施例では、帰還回路５０Ｕ、５０Ｖ、５０
Ｗ等をハードウェアで構成したが、ソフトウェアサーボ
の場合は、サーボ制御を行うデジタルシグナルプロセッ
サによって、第１図の帰還回路２０で示す９ＪＸ理をソ
フトウェア！ｌ！ｌ！ｌ理で行うようにしてもよい。
Ｗ等をハードウェアで構成したが、ソフトウェアサーボ
の場合は、サーボ制御を行うデジタルシグナルプロセッ
サによって、第１図の帰還回路２０で示す９ＪＸ理をソ
フトウェア！ｌ！ｌ！ｌ理で行うようにしてもよい。
さらに、上記実施例では３相の例を述べたが、３相以外
の同期型ＡＣサーボモータにも本発明を適用できること
は明らかである。
の同期型ＡＣサーボモータにも本発明を適用できること
は明らかである。
発明の効果
本発明においては、同期型ＡＣサーボモータにおいて、
インダクタンスの変動によって生じる電流制御ループの
非線形部分を帰還回路を設けることによって線形化した
ので、安定した系を得ることができ、位置制御ループゲ
イン、速度制御ループゲイン等の制御系のゲインを高く
することができ、精度の高位値決め精度を得ることがで
きる。
インダクタンスの変動によって生じる電流制御ループの
非線形部分を帰還回路を設けることによって線形化した
ので、安定した系を得ることができ、位置制御ループゲ
イン、速度制御ループゲイン等の制御系のゲインを高く
することができ、精度の高位値決め精度を得ることがで
きる。
また、非線形部がないことから制御が容易となり、かつ
、トルク変動や速度変動をなくし、振動のない滑らかな
サーボモータの回転を得ることができる。
、トルク変動や速度変動をなくし、振動のない滑らかな
サーボモータの回転を得ることができる。
第１図は、本発明の作用、原理を説明する同期型ＡＣサ
ーボモータの電流制御ループの１相分のブロック線図、
第２図は上記第１図のブロック線図を整理、変形した後
の同ブロック線図、第３図は可変リラクタンス型ＡＣサ
ーボモータに本発明を適用した一実施例のモータ駆動制
御部の主要回路図、第４図は、同可変すラクタンス型Ａ
Ｃサーボモータにおける固定子鉄心とその内側に微小空
隙を介して設けられる突極ロータとの機械的配置関係を
示した略示断面図、第５図は、３相同期型ＡＣサーボモ
ータの従来の速度制御ループのブロック線図、第６図は
、第５図における１相分の電流制御ループのブロック線
図である。 １０・・・モータ部のブロック線図、 ２０・・・帰還回路のブロック線図、 ３ｏ・・・可変リラクタンス型ＡＣサーボモータ、３２
・・・固定子、３２ａ〜３２ｆ・・・固定子磁極部、３
４・・・ロータ、３４８〜３４ｄ・・・ロータ突極部、
３６ａ〜３６ｆ・・・各相固定子巻線、３８・・・駆動
回路、４０ａ〜４０Ｃ・・・電流検出器、５０Ｕ〜５０
Ｗ・・・帰還回路、５１Ｕ・・・増幅器、５２Ｕ・・・
増幅器、６０Ｕ〜６０Ｗ・・・加算回路。 第 ４ 図 第２ 呪
ーボモータの電流制御ループの１相分のブロック線図、
第２図は上記第１図のブロック線図を整理、変形した後
の同ブロック線図、第３図は可変リラクタンス型ＡＣサ
ーボモータに本発明を適用した一実施例のモータ駆動制
御部の主要回路図、第４図は、同可変すラクタンス型Ａ
Ｃサーボモータにおける固定子鉄心とその内側に微小空
隙を介して設けられる突極ロータとの機械的配置関係を
示した略示断面図、第５図は、３相同期型ＡＣサーボモ
ータの従来の速度制御ループのブロック線図、第６図は
、第５図における１相分の電流制御ループのブロック線
図である。 １０・・・モータ部のブロック線図、 ２０・・・帰還回路のブロック線図、 ３ｏ・・・可変リラクタンス型ＡＣサーボモータ、３２
・・・固定子、３２ａ〜３２ｆ・・・固定子磁極部、３
４・・・ロータ、３４８〜３４ｄ・・・ロータ突極部、
３６ａ〜３６ｆ・・・各相固定子巻線、３８・・・駆動
回路、４０ａ〜４０Ｃ・・・電流検出器、５０Ｕ〜５０
Ｗ・・・帰還回路、５１Ｕ・・・増幅器、５２Ｕ・・・
増幅器、６０Ｕ〜６０Ｗ・・・加算回路。 第 ４ 図 第２ 呪
Claims (2)
- （１）同期型ＡＣサーボモータの電流制御方式において
、各相毎、モータの相電流にコイルの相抵抗を乗じた値
をモータに入力される相電圧から減じ、該減じられた値
に電力増幅器のゲインの逆数を乗じて得られる値を相電
圧指令に加算して電力増幅器に入力することを特徴とす
る同期型ＡＣサーボモータの電流制御方式。 - （２）上記同期型ＡＣサーボモータは可変リラクタンス
型ＡＣサーボモータである請求項１記載の同期型ＡＣサ
ーボモータの電流制御方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1017712A JPH02202392A (ja) | 1989-01-30 | 1989-01-30 | 同期型ａｃサーボモータの電流制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1017712A JPH02202392A (ja) | 1989-01-30 | 1989-01-30 | 同期型ａｃサーボモータの電流制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02202392A true JPH02202392A (ja) | 1990-08-10 |
Family
ID=11951369
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1017712A Pending JPH02202392A (ja) | 1989-01-30 | 1989-01-30 | 同期型ａｃサーボモータの電流制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02202392A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0865153A1 (en) * | 1997-03-10 | 1998-09-16 | Universal Instruments Corporation | Variable load inductance compensation for motor drive circuits |
-
1989
- 1989-01-30 JP JP1017712A patent/JPH02202392A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0865153A1 (en) * | 1997-03-10 | 1998-09-16 | Universal Instruments Corporation | Variable load inductance compensation for motor drive circuits |
| US5912542A (en) * | 1997-03-10 | 1999-06-15 | Universal Instruments Corporation | Variable load inductance compensation for motor drive circuits |
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