JPH02209019A - 入力信号測定方法及び装置並びにアナログ・デジタル変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、一般に、入力信号測定方法及び装置並びにア
ナログ・デジタル変換回路、特に、高分解能の変換を達
成するために繰り返し処理を行なうコンピュータ・ベー
スの入力信号測定方法及び装置並びにアナログ・デジタ
ル変換回路に関する。

［従来の技術及び発明が解決しようとするＩＩ題］典型
的には、Ａ／Ｄ　（アナログ・デジタル）変換器は、高
価な精密抵抗器を用いており、変換器の分解能及び精度
が高くなるにつれ、変換器内のＩＷ密低抵抗器数も増え
る６例えば、従来の梯子回路網型Ａ／Ｄ変換器は、精密
抵抗回路網を用いて、異なる大きさの複数の基準電圧を
発生する。入力電圧を各基準電圧と比較し、どの基準電
圧が入力電圧よりも高く、どの基準電圧が入力電圧より
も低いかを判衛することにより、この入力電圧の近似値
を求める。必要とする精密抵抗器及び比較器の数は、変
換器の分解能と共に増加するので、この形式の高分解能
Ａ／Ｄ変換器は高価である。

従来の典型的な傾斜型Ａ／Ｄ変換器は、Ｄ／Ａ（デジタ
ル・アナログ）変換器を用いて基準電圧を発生し、比較
器がこの基準電圧とデジタル化すべき入力電圧とを比較
する。基準電圧が入力電圧を越えたことを比較器が示す
まで、Ｄ／Ａ変換器の入力データを増加して、基準電圧
を順次増加させる。基準電圧が入力電圧を越えたときに
、Ｄ／Ａ変換器を駆動する入力データにより５　入力端
子を近似する。傾斜型Ａ／Ｄ変換器に用いるＤ／Ａ変換
器は、通常、精密抵抗器及び比較器を含んでいる。しか
し、分解能が同じならば、傾斜型Ａ／Ｄ変換器が必要と
する精密抵抗器及び比較器の数は、梯子回路網型Ａ／Ｄ
変換器が必要とする精密抵抗器及び比較器の数よりも少
ない、それにもかかわらず、所望分解能に比例して、必
要とする精密抵抗器の数が増えるので、高分解能傾斜型
変換器も高価になる。

いくつかのコンピュータ・ベースＡ／Ｄ変換器は、繰り
返し処理によりＡ／Ｄ変換器の分解能を拡張している。

かかるコンピュータ・ベースＡ／Ｄ変換器の１つは、１
９８５年１１月２６日に発行されたエング・ジュニア等
の米国特許第４５５５６９２号に開示されている「再循
環剰余Ｊ　Ａ／Ｄ変換器であり、従来の傾斜型Ａ／Ｄ変
換器を用いている。このＡ／Ｄ変換器は、初めに入力電
圧をデジタル化し、この入力電圧の低分解能「第１パス
」デジタル値を発生する。このＩＩＩバス測定期間中に
傾斜型Ａ／Ｄ変換器が発生した入力電圧と最終基準電圧
との差（剰余（ｒｅｍａｉｎｄｅｒ　）電圧）を増幅し
、　「第２バス」入力として傾斜型Ａ／Ｄ変換器に供給
する。この傾斜型Ａ／Ｄ変換器は、剰余電圧のデジタル
値を発生する。次に、この第２パス変換器出力データを
割り算し、第１パス変換器出力データに加算して、入力
電圧の高分解能「第２パス」値を発生する。第１剰余電
圧と、第２パス期間中に傾斜型Ａ／Ｄ変換器が発生した
最終基準電圧との間の増幅された差である第２剰余電圧
を、傾斜型Ａ／Ｄ変換器の「第３パス」期間中に、この
変換器によりデジタル化する。この結果を割り算し、第
２バス値に加算して、入力電圧のより高分解能の「第３
バス」値を発生する。この処理を何度が繰り返し、漸次
、入力電圧の高分解能値を得る。しかし、５パス未満で
あっても、側室装置が発生するノイズは１通常、剰余電
圧の有力な信号源となり５　かかる再循環剰余Ａ／Ｄ変
換器の出力精度は、典型的には、約１８有効ビツトに制
限される。

精密Ａ／Ｄ変換器は、高分解能及び高精度で入力電圧を
デジタル化する他に、広い入力範囲にわたって良好な直
線性を保って動作しなければならない、また、校正も簡
単でなければならず、更に。

長期間にｈたって校正°が維持されなければならない、
従来の精密Ａ／Ｄ変換器を校正するのに、典型的には、
特別な試験装置を用いる必要があると共に、可変コンデ
ンサ又はポテンショメータを注意深く手動で調整する必
要があった。

したがって　本発明の目的は、良好な分解能、精度及び
直線性で、入力電圧をデジタル化する改良された入力信
号測定方法及び装置並びにアナログ・デジタル変換回路
の提供にある。

本発明の他の目的は、校正が容易であり、再校正するこ
となく長期間にわたって動作する改良された入力信号測
定方法及び装置並びにアナログ・デジタル変換回路の提
供にある。

［課題を解決するための手段及び作用］本発明の１つの
観点によれば、高分解能Ａ／Ｄ変換回路は、比較的低分
解能で狭い入力範囲のＤ／Ａ変換器（以下、　「ウィン
ドウ検出器」という）を用いて、広範囲の入力電圧のデ
ジタル値を比較的高分解能で発生する。先ず、マイクロ
プロセッサが制御するオートレンジ（自動範囲）回路は
、ウィンドウ検出器の入力範囲内のレベルに、デジタル
化すべき入力電圧を縮尺しくスケーリング：入力電圧の
大きさを調整し）、次に、ウィンドウ検出器が、縮尺さ
れた入力電圧を第１デジタル・データに変換する。オー
トレンジ回路を制御するマイクロプロセッサに、この１
１デジタル・データを供給する。マイクロプロセッサは
、このデータから入力電圧のおおよその大きさを決定す
る。

次に、マイクロプロセッサは、オートレンジ回路を調整
して、縮尺した入力電圧の大きさを１０倍だけ増加させ
る。そして、マイクロプロセッサは、デジタル制御デー
タを信号発生器に供給して、この信号発生器が、縮尺さ
れた入力電圧の大きさと異なる既知の大きさのオフセッ
ト電圧を発生するようにする。なお、このオフセット電
圧は、縮尺された入力電圧よりも、ウィンドウ検出器の
全範囲（フル・スケール）の入力限界の約１００分の１
に等しい値だけ異なる０次に、差動増幅器は。

オフセット電圧及び入力電圧の電圧差を１００倍だけ増
幅する。ウィンドウ検出器は、この増幅された差電圧を
Ｉ！２デジ°タル・データに変換し、マイクロプロセッ
サに転送する。

次に、マイクロプロセッサは、既知の値のオフセット電
圧、オートレンジ回路の縮尺係数、第２デジタル・デー
タの大きさ、及び差動増幅器の増幅度を基にして、高分
解能で、入力電圧を表わす第３デジタル・データを計算
する。本発明の好適な実施例において、ウィンドウ検出
器は、１８ビツトの分解能でデジタル化を行ない、信号
発生器は、１４ビツトの分解能で制御される大きさのオ
フセット電圧を発生する。これら要素の組み合せにより
、マイクロプロセッサは、２８ビツトの分解能で入力信
号の特性を示すことができる。

本発明の他の観点によれば、ウィンドウ検出器は、１９
８５年１１月２６日に発行されたエング等の米国特許第
４５５５６９２号に開示された形式の再循環剰余Ａ／Ｄ
変換器を具えている。このウィンドウ検出器は、１８ビ
ツトの分解能で入力電圧をデジタル化し、その動作は、
＋／−２ボルトの入力電圧範囲で、極めて安定であると
共に、極めて直線的である。そして、このウィンドウ検
出器は、操作者が手動調整を必要とせずに、自己校正で
きる。本発明の好適な実施例において、オートレンジ回
路は、１／１０００．１／１００．１／１０．１，１０
及び１００の係数（倍率）で、入力電圧を縮尺でき、ま
た、約−１２００ボルト〜＋１２００ボルトの範囲の入
力電圧をデジタル化する際、狭い範囲のウィンドウ検出
器を使用できる。

本発明の更に別の観点によれば、オフセット電圧を発生
する信号発生器は、水晶発振器がクロックするプログラ
マブル・デューティ・サイクル（プログラム可能な衝撃
係数）発生器を具えている。

このデューティ・サイクル発生器は、マイクロプロセッ
サが発生した制御データの大きさに応じて決まるデュー
ティ・サイクルの矩形波信号を発生する。この矩形波信
号は、既知の直流基準電圧を変調して、同様に矩形波で
あるが１時間平均の大きさがデューティ・サイクル発生
器の出力のデューティ・サイクルに比例するオフセット
電圧信号を発生する。よって、差動増幅器が発生した差
信号は、パルスであるが、この差信号をウィンドウ検出
器の入力端に供給する前に、フィルタにより、このパル
ス差信号を直流電圧に変換する。本発明の好適な実施例
において、水晶発振器は、１０ＭＨｚで動作し、出力信
号のデューティ・サイクルを１４ビツトの分解能で制御
できる。水晶発振器の周波数は極めて安定しているので
、オフセット電圧の時間平均の大きさは、デューティ・
サイクル発生器に供給される制御データの極めて安定し
た関数である。また、この平均の大きさは、高精度に、
既知の大きさに調整できる。

水晶発振器によりクロックされ、従来の再循環剰余Ａ／
Ｄ変換器と、精密オフセット電圧を発生するデューティ
・サイクル発生器と、オートレンジ回路と、の組み合せ
により、本発明は、高分解能、高精度及び高直線性で入
力信号をデジタル化できるばかりでなく、この組み合せ
により、手動調整することなく、容易且つ自動的に装置
を校正できる。また、ウィンドウ検出器及び水晶発振器
が制御するＡ／Ｄ変換回路は、極めて安定なので、本発
明のＡ／Ｄ変換回路は、長期間におたって、正確な校正
を維持する。

本発明の要旨は、本明細書に説明すると共に。

特に特許請求の範囲の欄に明瞭に指摘しである。

しかし、本発明の構成及び動作方法と共に、その他の利
点及び目的は、添付図を参照した以下の説明より最も良
く理解できよう、なお、同じ参照番号は、同じ素子を示
す。

［実施例］ 第１図は、本発明によるＡ／Ｄ変換回路のブロック図で
ある。このブロック図において、可変デューティ・サイ
クルでウィンドウ検出を行なうＡ／Ｄ変換回路１０は、
アナログ入力電圧Ｖｉｎを、それを表わすデジタル・デ
ータに変換する。この入力電圧Ｖｉｎをオートレンジ回
路１２に供給する。

このオートレンジ回路１２は、供給されたデジタル制御
データＤ３に応じて、入力電圧を０．００１．０．０１
．０．１．１．１０又は１００の係数（倍率）で選択的
に縮尺（振幅調整）する、オートレンジ回路１２の°出
力電圧Ｖｉｎ’　は、スイッチＳ１を介して、差動増幅
器１４に供給する。信号発生器１６は、オフセット電圧
信号Ｖ　ｏｆｆを発生して、差動増幅器１４に供給する
。この差動増幅器１４は、Ｖｉｎ’　及びｖＯｆｆノ差
の１００倍の出力電圧Ｖｏを発生する。スイッチＳ２を
介して、増幅器１４の出力電圧Ｖｏをウィンドウ検出器
１８の入力端に供給する。このウィンドウ検出器１８は
、Ｖｏの大きさを表おす出力データＤ１を発生する範囲
（レンジ）の狭いＡ／Ｄ変換器を具えている。スイッチ
Ｓ３を介して、オートレンジ回路１２の出力Ｖｉｎ’も
入力としてウィンドウ検出口１８に供給するので、スイ
ッチＳ２が開いて（オフ）、スイッチＳ３が閉じた（オ
ン）とき、ウィンドウ検出１）１８の出力データＤ１は
、ｖＯではなくＶｉｎ’の大きさを表わす、ウィンドウ
検出器１８のデジタル出力データＤ１を、入力データと
してマイクロプロセッサ（μＰ）２０に供給する。この
マイクロプロセッサは、デジタル出力Ｄ２を発生して、
信号発生器１６のオフセット電圧出力Ｖ　ｏｆｆの大き
さを制御する。マイクロプロセッサ２０は、データＤ３
も発生して、オートレンジ回路１２の範囲選択を制御す
ると共に、スイッチＳ１、Ｓ２及びＳ３のスイッチ位置
を＋Ｊ１＊する信号も発生する。

本発明の好適な実施例において、ウィンドウ検出器１８
は、１９８５年１１月２６日に発行されたエング等の米
国特許第４５５５６９２号に開示された形式の再循環剰
余Ａ／Ｄ変換器である。第２図は、このウィンドウ検出
器１８の簡略化したブロック図であり、ウィンドウ検出
器の動作原理を示す、なお、詳細は上述の米国特許に開
示されている。このウィンドウ検出器１８は、基準電圧
Ｖ　ｒｅｆを出力するＤ／Ａ変換器４０を具えており、
この基準電圧Ｖｒｅｆは、マイクロプロセッサ４２から
のデジタル制御データＤｃが制御する。　（好適な実施
例では、単一のマイクロプロセッサが、第１図のマイク
ロプロセッサ２０及びＩ！２図のマイクロプロセッサ４
２の両方の機能を果たす。）スイッチＳＷＩを介して、
デジタル化すべき入力信号Ｖｏを比較器４４に供給する
と共に、他方の入力として、基準電圧Ｖ　ｒｅｆもこの
比較器に供給する。比較器４４は、出力信号Ｖｃをマイ
クロプロセッサ４２に供給するが、この出力信号Ｖｃは
、Ｖｏの大きさがＶ　ｒｅｆの大きさを越したか否かを
示す、スイッチＳＷ１を介して、入力信号ｖＯを一方の
入力として差動増幅器４６にも供給すると共に、基準電
圧Ｖｒｅｆｆｃ他方の入力として差動増幅器４６に供給
する。この差動増幅器４６は、剰余電圧Ｖｒを発生する
。なお、この剰余電圧Ｖｒは、Ｖ　ｒｅｆ及びｖＯの電
圧差の倍数である。マイクロプロセッサ４２から制御信
号を受けると、蓄積回路４８はこの剰余電圧を蓄積する
。蓄積回路４８に蓄積された剰余電圧Ｖｒ’は、スイッ
チＳＷ１を介して、ｖＯの代すりの入力として、差動増
幅器４６に供給される。

最初、スイッチＳＷ１は、Ｖｒ’でなくＶｏを増幅器４
６に供給するように設定されており、マイクロプロセッ
サ４２は、比較器４４の出力Ｖｃをモニタすると共に、
Ｖ　ｒｅｆができるだけＶｏに近づくまで、変換器４０
の出力Ｖ　ｒｅｆを繰り返し調整する。次に、マイクロ
プロセッサは、メモリ（図示せず）内にＤｃの最終値を
蓄積する。スイッチＳＷ１の位置を切り替え、Ｖｏでは
なく剰余電圧Ｖｒ’を入力として、比較器４４及び差動
増幅器４６に供給する１次に、Ｖｒｅｆが剰余電圧Ｖｒ
’にできるだけ近づくまで、マイクロプロセッサ４２は
、変換器４０のＶ　ｒｅｆ出力を繰り返し調整し。

Ｖ　ｒｅｆの新たな値をメモリに蓄積する。差動増幅器
４６は、第１剰余電圧Ｖｒ’及びＶ　ｒｅｆの差を増幅
した電圧である第２剰余電圧Ｖｒを発生する。

この第２剰余電圧を蓄積回路４８に蓄積して、最初に蓄
積した剰余電圧Ｖｒ″と置き換える。

蓄積された第２剰余電圧Ｖｒ’を入力として比較器４４
及び差動増幅器４６に供給し、第１剰余電圧と同様にデ
ジタル化する。夫々の剰余電圧に対応し、メモリに順次
蓄積されるＶ　ｒｅｆのデジタル値Ｄｃを求めるため、
この処理を何回か繰り返す。

次に、マイクロプロセッサは、各剰余電圧に対応し蓄積
されたＤＣデータを、剰余の回数に応じて縮尺し、これ
ら蓄積デ°−タＤｃを加算して、Ｖ。

の値を表わすデータＤ１を発生する。実際には、剰余発
生のための繰り返しを５回行なうと、差動増幅器４６及
び回路の他の要素が発生したノイズが、剰余電圧Ｖｒの
支配的な信号源になるので、第２図の装置の動作の剰余
発生繰り返し唄　５回に制限される。上述のエング等の
特許に開示されたウィンドウ検出器をＣＭＯ５集積回路
により実現して１周囲温度変化に対して極めて安定して
動作させると共に、入力電圧を表わす１８ビツト分解能
のデジタル出力を発生させる。しかし、ＣＭＯ８回路の
扱う電圧ｌ！Ｉ限により、ウィンドウ検出器１８の入力
範囲は、比較的狭く、約＋／−２ボルトである。

１８ビツトよりも高い分解能で入力信号Ｖｉｎをデジタ
ル化するために、本発明のＡ／Ｄ変換回路（デジタイザ
）１０は、数回、ウィンドウ検出器１８を用いる。先ず
、　「検索モード」の動作期間中、デジタイザはウィン
ドウ検出器を２回用いて。

このウィンドウ検出器の分解能内で、Ｖｉｎの大きさを
決定する。ウィンドウ検出器の入力範囲は狭いので、未
知の入力電圧Ｖｉｎを大きな数（本発明の好適実施例で
は、ｌ　０００）で割って、最初にこの入力電圧を前縮
尺（プリスケール：予めの縮尺）シ、ウィンドウ検出器
への「第１バス」入力電圧を発生する。供給されたＶｉ
ｎが＋／−２０００■であっても、この第１パス入力電
圧は、確実。

に、ウィンドウ検出器の＋／−２ｖのフル・スケール入
力範囲内である。ウィンドウ検出器は、第１バス入力電
圧をデジタル化して、　「第１バス」デジタル出力を発
生する。このデジタル出力を１０００倍して、Ｖｉｎの
第１見積とする＊　　Ｖｉｎが１０００ボルト未満なら
ば、第１バスのウィンドウ検出器入力電圧が１８ビツト
分解能でデジタル化されるが、Ｖｉｎの前縮尺により、
第１バスのウィンドウ検出器入力電圧は、特に、Ｖｉｎ
が非常に小さいとき、このウィンドウ検出器のフル・ス
ケール入力範囲に対して、むしろゼロに近づく、よって
、Ｖｉｎの第１見積は、比較的低分解能（ウィンドウ検
出器の１８ビツト分解能よりいくらか低い）である、よ
って、Ｖｉｎ’が１０００ボルト未満のとき、ウィンド
ウ検出器の第１バスのデジタル出力の最上位ビットから
少なくとも１ビツトはＯであり、第１バスのウィンドウ
検出器の下位ビットのみがＶｉｎの大きさに関する重要
な情報となる。

第１パス見積により近似したＶｉｎの値を用い、このＶ
ｉｎの第１バス見積を基にした適当な値で、Ｖｉｎを前
縮尺して（増幅又は分圧して）、　「第２パス」のウィ
ンドウ検出器の入力電圧を発生する。

この入力電圧は、ウィンドウ検出器の＋２Ｖ又は−２Ｖ
のいずれかの入力電圧範囲限界の実際の部分であり、例
えば、入力電圧の極性に応じて、０゜１及び１．３ボル
トの間、又は−０，１及び−１゜３ボルトの間である０
次に、このウィンドウ検出器は、第２パスのウィンドウ
検出器入力電圧をデジタル化して、このウィンドウ検出
器のほぼフル１８ビツト分解能でｆ！Ｉ２パス入力電圧
の値を表わす「第２パス」デジタル出力を発生する。

第２バス入力電圧の値が判ったならば、デジタイザ動作
の［測定」モード期間中に、ウィンドウ検出器の３回目
の利用を行い、Ｖｉｎを高分解能で表わす。副室モード
の動作において、デジタイザは、入力電圧Ｖｉｎの前縮
尺係数を１０倍にして、ｒ＠３バス」電圧を発生する。

この電圧は、Ｉ！２バス入力電圧よりも１０倍大きい、
しかし、ウィンドウ検出器は、第３パス電圧を直接には
デジタル化しない０代わりに、デジタイザは、ウィンド
ウ検出器の第２パス出力を１０倍して、第３パス電圧の
値を見積し、正確に調整した大きさのオフセット電圧を
発生する。このオフセット電圧は、少なくても２８ビツ
ト、好ましくは、約３２ビツトの分解能で判り、第３パ
ス電圧の見積値よりも所定量だけ異なっている１次に、
　（差動増幅器により）第３パス電圧をオフセット電圧
の量だけ減らし、差動電圧を発生する。この差動電圧を
（例えば、１００倍だけ）増幅し、入力としてウィンド
ウ検出器に供給する。このウィンドウ検出器１よ。

デジタイザの測定モード動作期間中、差動電圧なデジタ
ル化し、　「第３バス」デジタル出力を発生する。この
第３バス・デジタル出力は、１００で割ったとき、第３
パス°入力電圧とオフセット電圧との差を表おす０本発
明によれば、オフセット電圧の大きさを調整するので、
増幅した差電圧も、ウィンドウ検出器のフル・スケール
入力電圧限界＋２Ｖの実際の部分１例えば、０．１ボル
トから＋１．３ボルトの範囲となる。よって、ウィンド
ウ検出器は、はぼ完全な１８ビツト分解能で、差動電圧
をデジタル化する。

次に、ウィンドウ検出器の第３バス・デジタル出力を１
００で割り、その結果を既知のオフセット電圧値に加算
して、第３パス電圧の高分解能のデジタル値を計算する
。そして、第３パス入力電圧の前縮尺の減衰（又は利得
）に応じて、第３パス電圧の計算値を増幅（又は分圧）
して、入力電圧を求める。オフセット電圧の値は、少な
くとも２８ビツトの分解能で判っており、ウィンドウ検
出器は、そのフル１８ビツトの分解能力のほとんどを用
いて、第３パス電圧及びオフセット電圧間の増幅した小
さな電圧差をデジタル化する。よって、第３パス電圧の
計算したデジタル値（及び、入力電圧の計算した値）の
　解能（約２８ビツト）は、ウィンドウ検出器の分解能
（１８ビツト）よりも非常に高い、そのデジタル結果は
、約２８ビツト分解能で第３パス電圧の値を計算するの
に必要な２８ビツト・オフセット電圧の下位ビットに対
する適切な調整である。

第１図において、マイクロプロセッサ２０は変換回路１
０を検索モード動作にする。このモードで、オートレン
ジ回路１２が入力電圧Ｖｉｎを１０００の１に分圧する
ようにＤ３を設定し、スイッチＳ１及びＳ２を開き、ス
イッチＳ３を閉じて。

Ｖｉｎの第１及び第２パス値を求める。その結果の第１
バス電圧Ｖｉｎ’は、スイッチＳ３を介してウィンドウ
検出器１８の入力端に供給され、このウィンドウ検出器
により１８ビツトの分解能でデジタル化される。マイク
ロプロセッサ２０は、ウィンドウ検出器の結果の第１バ
ス出力データＤ１から、入力電圧Ｖｉｎの適当な大きさ
を決め、Ｖｉｎ’の第２バス値が１例えば、＋／−１，
３ボルトにできるだけ近づくように、オートレンジ回路
１２の利得（又は減衰）を再設定する。この＋／−１゜
３ボルトは、ウィンドウ検出器の入力範囲のフル・スケ
ールの＋／−２ボルト限界の実際の部分である。ウィン
ドウ検出器１８は、Ｖｉｎ″を再びデジタル化して、第
２バス・デジタル出力データとしてデータＤ１をマイク
ロプロセッサ２０に供給する。これは、Ｖｉｎ’の第２
バス近似を１８ビツト分解能で表わす。

次に、測定モード動作期間中、変換回！１０は、Ｖｉｎ
の大きさをより正確に決定する。このモードにおいて、
マイクロプロセッサ２０は、スイッチＳ３を開き、オー
トレンジ回路１２の利得を１０倍に増加し、第２パスの
ウィンドウ検出器出カデータＤｉｔｔ基にして、信号発
生器１６の動作を制御するＤ２データの値を調整する。

よって、信号発生器１６は、オフセット電圧Ｖｏｆｆを
発生するが、Ｖｏｆｆ及びＶｉｎ’の第３バス値の差は
、０゜０１３ボルトにできるだけ近づいている。次に、
マイクロプロセッサ２０は、スイッチＳ１及びＳ２を閉
じるので、差動増幅器１４は、Ｖｏｆｆ及びＶｉｎ’の
差の１００倍に等しい出力電圧ｖＯを発生する。よって
、この出力電圧は、１．３ボルトのオーダであり、ウィ
ンドウ検出器のフル・スケール入力電圧限界の実際の部
分であるので、ウィンドウ検出器は、はぼ完全な１８ビ
ツト分解能で、差電圧Ｖｏをデジタル化する。

第３パス・デジタル出力データＤ１は、１００倍の利得
の増幅器１４により増幅したＶｉｎ’及びＶｏｆｆの差
を表おす。よって、マイクロプロセッサ２０は、第３バ
ス・デジタル・データＤ１を１００で割り、それをＶ　
ｏｆｆの既知の大きさに等しいデジタル値に加算して、
Ｖｉｎ’の第３パス値の大きさを決める。この大きさは
、制御データＤ２からマイクロプロセッサが決める０次
に、Ｖｉｎ’をオートレンジ回路１２の利得（又は減衰
）と掛は算して、Ｖｉｎの値をＶｉｎ’の計算した第３
バス値から確かめる。

このデジタイザの動作は、例えば１．２３４５６７８９
ボルトの入力電圧Ｖｉｎをどの様にデジタル化するかを
示すことにより、最も良く説明できる。検索モード動作
期間中、先ず、マイクロプロセッサ２０は、入力電圧を
１０００の１に分圧するようにオートレンジ回路１２を
設定するので、Ｖｉｎ’の第１パス値が０．０１２３４
５８７８９ボルトになる。スイッチＳ３を介して、この
第１バス入力電圧Ｖｉｎ’　をウィンドウ検出器１８の
入力端に供給する０次に、ウィンドウ検出器１８により
、１８ビツトの第１バス・デジタル出力Ｄ１に変換する
。この出力Ｄ１は、０．０１２３４ボルトのＶｉｎ’電
圧を表わす、第１バス・データＤ１は、ウィンドウ検出
器の分解能の限界により、Ｖｉｎ’の下位ビットを表わ
さない、マイクロプロセッサ２０は、０１と、オートレ
ンジ回路１２の減衰設定とから、３−１／２の１０進桁
（１０進で３．５桁：約１０ビツト）の分解能で、Ｖｉ
ｎが１２．３４ボルトであるとする０次に、マイクロプ
ロセッサ２０は、１０の１に分圧するように、オートレ
ンジ回Ｉ＆１２を設定するので、Ｖｉｎ’の第２バスの
大きさは、１．２３４５６７８９ボルトである。Ｓ３を
介して、第２バス電圧Ｖｉｎ’　をウィンドウ検出器１
８の入力端に供給し、ウィンドウ検出器は、１．２３４
５６ボルトの第２バスＶｉｎ’電圧を表わす１８ビツト
の第２バス・デジタル出力Ｄ１を発生する。マイクロプ
ロセッサ２０は、この第２バス値Ｄ１と、オートレンジ
回路の設定による１０の割り算とから、５−１／２の１
０進桁（約１８ビツト）の分解能で、Ｖｉｎが１２．３
４５６ボルトであると決定する。

この時、マイクロプロセッサ２０は、変換回路１０を測
定モードにし、オートレンジ１２の設定を変えて、１３
バス利得を１とするので（即ち、０．１の第２バス値を
１０倍にするので）、ＶｉｎノｖＩＩ３バス値は、１２
．３４５６７８９ポルトチある。信号発生器１６が、少
なくとも２８ビツトの精度で、できるだけ１２．３３２
６ボルトに近い既知の値（即ち、ＶｉｎのｊＩ２バス見
積未満の０゜１３ボルト）のオフセット電圧Ｖ　ｏｆｆ
を発生するように、マイクロプロセッサは、Ｄ２の値を
設定する。この場合、Ｖｏｆｆが実際に１２．３３２７
１２４ボルトの値であると仮定する。マイクロプロセッ
サは、また、スイッチＳ３を開き、スイッチＳ１及びＳ
２を閉シル。Ｖｏｆｆが１２．３３２７１２４ボルトで
あり、Ｖｉｎ’が１２．３４５６７８９ボルトのとき、
利得１００の差動増幅ｇ１１４が発生する差動電圧Ｖｏ
は、１．２９６８５ボルトである。ウィンドウ検出器１
８は、ｖＯをデジタル化し、ウィンドウ検出！１８の第
３バス出力Ｄ１は、５−１／２の１０進桁（１８ビツト
）の分解能でＶｏが１．２９６６５ボルトであることを
示す。マイクロプロセッサ２０は、増幅器１４の利得で
ある１００により１．２９６８５を割り算して、Ｖｉｎ
’及びＶｏｆｆ間の差を０．０１２９６６５ボルトと決
める。このマイクロプロセッサは、　Ｖｏｆｆの大きさ
が１２．３３２７１２４ボルトであると判っているので
、０．０１２９６６５を１２．３３２７１２４に加算し
て、８−１／２の１０進桁（２８ビツト）の分解能で、
入力電圧Ｖｉｎの大きさ１２．３４５６７８９を求める
。

第３図は、第１図のＤ／Ａ変換回路１０のより詳細なブ
ロック図及び回路図であり、オートレンジ回路１２、差
動増幅器１４、及びオフセット信号発生器１６の好適な
実施例の詳細を示している。

オートレンジ回路１２は、演算増幅器２１を具えており
、オートレンジ回路１２へのＶｉｎ入力は、スイッチに
１を介して、増幅器２１の非反転入力端に供給する５Ｖ
ｉｎは、入力分圧器２３により１００の１に分圧される
。この分圧結果は、他のスイッチに２を介して、増幅器
２１の非反転入力篩に供給する。スイッチに３が閉じて
いるときは、増幅器２１の利得が１となるように、スイ
ッチに３を介して、この増幅器２１の出力を反転入力端
に帰還する。増幅器２１の出力は、抵抗分圧回路ｌ１１
２５にも供給し、１対のスイッチに４及びに５を介して
、２つの分圧電圧を増幅器２１の反転入力端に帰還する
。なお、スイッチに４が閉じているとき、増幅器２１の
利得は１０になり、スイッチに５が閉じているとき、増
幅器２１の利得は１０ｏになる。増幅器２１の出力端は
、更にスイッチに６の入力端及び出力分圧器２７にも接
続する。

この出力分圧器２７は、増幅器２１の出力電圧を１０分
の１に分圧し、°分圧結果を入力として他のスイッチに
７に供給する。スイッチに６及びに７の出力端を共通接
続し、オートレンジ回路１２のＶｉｎ’出力を発生する
。

総べてのスイッチに１〜に７の切り替え位置は、周知の
インタフェース（Ｉ　／Ｆ）回路３６を介して、マイク
ロプロセッサ２０からのデータＤ３により＠ｑ御する。

入力電圧信号Ｖｉｎを増幅器２１に供給する前に、この
信号Ｖｉｎを先ず１００の１に分圧するかに応じて、ス
イッチに１及びに２の切り替え状態が決まる。スイッチ
に３、Ｒ４、Ｒ５のどれが閉じているかに応じて、増幅
器２１は、その入力を１．１０又は１００倍に増幅し、
スイッチに６及びに７は、増幅器２１の出力を１０分の
１に分圧するか否かを制御して、Ｖｉｎ’　を発生する
。よって、スイッチに１〜に７の状態をＩ１１御するこ
とにより、マイクロプロセッサ２０はオートレンジ回路
１２を調整して、大きさが入力Ｖｉｎの大きさの１／１
０００、ｌ／１００．１／１０．１．１０又は１００倍
のＶｉｎ’　出力を発生できる。

入力電圧 スイッチ 利得 （＋又は−） ＫＩ　　Ｒ２Ｒ３Ｒ４Ｒ５Ｒ６Ｋ７ 検索モード ０．０から０．１３ ０．１から１．３ １．０から１３ １０から１３０ １００から１２００ ０．０から０．１３ ０．１から１．３ １．０から１３ １０から１３０ １００から１２０ ＋ ＋ ÷　　　＋ ＋　　　＋ 測定モード ＋ ０．１ ０．０１ ｏ、ｏｏｉ ０．１ ０．０１ 上の表工は、検索及び測定モード動作期間中の種々の入
力電圧範囲に対するに１〜に７の適切な設定による利得
、即ち、オートレンジ回路１２のＶｉｎ’／Ｖｉｎを表
わしている０表工において、符号「＋」はスイッチが閉
じていることを示し、符号「−」はスイッチが開いてい
ることを示す。

差動増＃１器１４は、１対の演算増幅器２２．２６及び
フィルタ回路２４を含んでいる。差動増幅器１４のＶｉ
ｎ’入力は、スイッチＳ１及び抵抗器Ｒ１を介して、増
幅器２２の反転入力端に供給する６増＠器２２の非反転
入力端は、接地する。スイッチＳ１及び抵抗器Ｒ１の接
続点も、他のスイッチＳ５を介して接地する。他の抵抗
器Ｒ２を介して、Ｄ／Ａ変換器のＶｏｆｆ出力も増幅器
２２の非反転入力端に供給する。増幅器２２の出力をフ
ィルタ回路２４によりろ波し、抵抗器Ｒ３を介して、増
幅器２２の反転入力端に帰還する。　Ｖｉｎ’の時間平
均及びＶｏｆｆの和に等しい大きさのろ波出力Ｖｏ’を
増幅器２２及びフィルタ回路２４が発生するように、Ｒ
１、Ｒ２及びＲ３の値を調整する。抵抗器Ｒ４を介して
、出力Ｖｏ’を増＠器２６の反転入力端に供給する。こ
の増幅器２６の非反載入力端は、接地されており、その
出力は、抵抗器Ｒ５を介して反転入力端に帰還される。

増幅器２６の出力ｖＯがＶｏ’の１００倍以上になるよ
うに、Ｒ４及びＲ５の値な選択する。

信号発生器１６は、１０ＭＨｚの水晶発振器３２のクロ
ック信号出力によりクロックされるデューティ・サイク
ル（可変衝撃係数）発生器３０を含んでいる。このデュ
ーティ・サイクル発生器３２は、マイクロプロセッサ２
０から（インタフェース回路３６を介して）供給される
データＤ２の大きさに比例したデューティ・サイクルの
矩形波出力信号Ｖｓを発生するのに適する、デューティ
・サイクル発生＠３０は、データＤ２により決まる、発
振器３２のクロック信号のサイクル数の期間毎に、Ｖｓ
を交互に高及び低に駆動する。スイッチＳ７は、正又は
負のオフセット基準電圧（＋Ｖ　ｒｅｆ又は−Ｖｒｅｆ
　）を他のスイッチＳ４に選択的に供給する。スイッチ
Ｓ４の出力は、抵抗器Ｒ２を介して増幅器２２の反転入
力端に供給される上述のオフセット電圧Ｖｏｆｆである
。Ｓ４の出力も、他のスイッチＳ６を介して接地する、
デューティ・サイクルが制御されたデューティ・サイク
ル発生器３０の矩形波出力電圧Ｖｓは、Ｓ４及びＳ６の
スイッチング状態を制御し、これらスイッチは、互いに
逆相関係で開き及び閉じる。スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３
、Ｓ５及びＳ７のスイッチング状態は、総べて、マイク
ロプロセッサ２０がインタフェース回路３６を介して制
御する。　Ｖｏｆｆの瞬時値は、常に、Ｏ又は＋／　−
Ｖ　ｒｅｆであるが、Ｖ　ｏｆｆ信号の時間平均値は、
そのデューティ・サイクルに比例し、このデューティ・
サイクルは、データＤ２に比例する。

測定モード動作期間中、信号発生器１６及び増幅器１４
を用いる。マイクロプロセッサが、前の検索モード動作
期間中に求めたＶｉｎの第２パス見積からＶｉｎが負で
あると判新すると、変換器１゜の測定モード動作期間中
、スイッチＳ１及びＳ２は閉じ、スイッチＳ３及びＳ５
は開き、スイッチＳ４に＋Ｖ　ｒｅｆを接続するように
マイクロプロセッサ２０がスイッチＳ７を設定する。一
方、予め、Ｖｉｎが正であると判商されていると、−Ｖ
ｒｅｆをスイッチＳ４に接続するように、マイクロプロ
セッサ２０はスイッチＳ７を設定する。また、測定モー
ド動作期間中、マイクロプロセッサは、データＤ２をデ
ューティ・サイクル発生器３０に供給して、Ｖｓのデュ
ーティ・サイクルを制御するので、パルス幅変調された
Ｖｏｆｆ信号の時間平均値は、Ｖｉｎ’　の第３パス値
よりも大きく、逆極性で、できるだけＯ，’１３ボルト
に近づく、そして、増幅器２２は、Ｖｉｎ’　と、Ｖｏ
ｆｆの時間平均値との和に比例した時間平均値のパルス
幅変調出力信号を発生する。Ｖｉｎ’及びＶｏｆｆは、
異なる極性なので、増幅器２２の出力は、これら２つの
電圧の絶対値の差に比例する。フィルタ回路２４により
、増幅器２２の出力をろ波して、直流出力■ｏ′を発生
する。このＶｏ’は、増幅器２６により１００倍増幅さ
れて、Ｖｏになる。

水晶発振器２６のクロック周波数は極めて安定している
ので、Ｖ　ｏｆｆのオフセット電圧の時間平均値は、デ
ューティ・サイクル発生器３０に供給された制御データ
の極めて安定した関数であり、極めて正確に既知の値に
調整できる。従来の再循環剰余Ａ／Ｄ変換器によりパル
ス幅変調されたオフセット電圧を発生し、水晶発振器に
よりクロックされるデューティ・サイクル発生器と、オ
ートレンジ回路との組み合せにより、本発明は、高分解
能で、正確に、且つ直線的に、広範囲の入力電圧をデジ
タル化できるばかりでなく、本発明の変換回路１０は、
従来の高分解能変換器が典型的に必要とした可変コンデ
ンサ又は抵抗器を手動調整することなく、容易に校正で
きる。

マイクロプロセッサは、変換回路１０を自動的に校正す
る。差動増幅器１４内の演算増幅器２２及び２６がオフ
セット誤差をこの差動増幅器の出力電圧Ｖｏ内に導入す
るので、第１校正ステップにて、差動増幅器１４のオフ
セットｍ差を測定する。第３図において、スイッチＳ１
及びＳ３を開き、スイッチＳ２及びＳ５を閉じて、Ｖ　
ｏｆｆがＯになるように、信号発生器１６のデユーティ
・すイクルをゼロに設定する（即ち、スイッチＳ６を閉
じた状態に維持する）。よって、増幅器２２の入力は０
ボルトであり、増幅器２６の出力Ｖｏは差動増幅器１４
のオフセット誤差を表わす。ウィンドウ検出１）１８は
、ｖＯをデジタル化し、マイクロプロセッサ２０は、Ｖ
ｏを表すすウィンドウ検出器出力データＤ１を不揮発性
メモリ３４に蓄積する。その後、マイクロプロセッサ２
０は、この測定したオフセット誤差値によりウィンドウ
検出１１１８の出力Ｄ１を補正する。

次に、基準電圧を発生するのに用いる内部抵抗器の値の
誤差と、ウィンドウ検出器１８内の要素に関連した任意
のオフセット又は利得誤差とに対して、ウィンドウ検出
器１８を校正する。上述の米国特許第４５５５６９２号
に開示された方法で、マイクロプロセッサ２０は、−２
ボルトから＋２ボルトの範囲内のいくつかの異なるウィ
ンドウ検出器入力電圧Ｖｏに応答して、ウィンドウ検出
器１８の出力データＤ１を得ると共に、その結果を用い
てウィンドウ検出器１８を校正する。スイッチＳ１及び
Ｓ３を開き、スイッチＳ５を閉じ、時間平均値が一〇、
０２ボルト及び＋０．０２ボルトの範囲内のオフセット
電圧Ｖｏｆｆを発生するように信号発生器１６を設定し
て、いくつかの入力信号を発生する。そして、差動槽＠
器１４は、これらオフセット電圧を１００倍に増幅し、
これらをろ波し、Ｖｏ大入力してスイッチＳ２を介して
ウィンドウ検出器１８に供給する。上述のエング等の特
許に開示されている如く、これらＶｏ大入力応答して発
生したウィンドウ検出器出力データＤ１から、マイクロ
プロセッサは、１組の「梯子ビット」値Ｌ１〜Ｌ６を計
算する。これらの値は、ウィンドウ検出器に用いる精密
抵抗器の誤差をなくす。また、マイクロプロセッサは、
このデータから、利得補正係数Ｅ及びオフセット校正係
数Ｚを計算する。これら係数は、ウィンドウ検出器内の
素子の利得又はオフセット誤差を反映している。

マイクロプロセッサ２０は、上述の特許に開示された校
正式に応じて、ウィンドウ検出器の出力データＤ１を後
で校正するために、これら係数Ｌ１〜Ｌ６、Ｚ及びＥを
メモリ３４内に蓄積する。

最後の校正ステップとして、信号発生器１６の動作を校
正するために、この信号発生器が発生したオフセット電
圧Ｖ　ｏｆｆの変化と、デジタル入力Ｄ２の変化との関
係を求める。正確な電圧源からの標準電圧（好適には＋
１０ボルト）を入力電圧Ｖｉｎとして、変換回路１０に
供給する。変換回路１０は、任意の他の入力電圧と同じ
方法で、この標準電圧を測定する。測定処理の最後に、
Ｖｉｎ’を適当な量だけオフセットするために、Ｖｏｆ
ｆは約−１０，０１３ボルトになり、デジタル出力Ｄ１
は、Ｖｏｆｆ及びＶｉｎ’間の電圧差を反映する。

次に、デューティ・サイクル発生器の入力データＤ２を
１ビツトだけ変化させるので、差動増幅器１４が発生す
る差電圧Ｖｏに小さな変化が生じる。

ウィンドウ検出器１８は、電圧Ｖｏの新たな値をデジタ
ル化し、Ｄｌの前の値よりわずかに異なる新たな出力値
Ｄ１を発生する。そして、マイクロプロセッサ２０は、
上述の校正係数により補正されたＤｌの新たな値と古い
値との差を計算する。

この差は、電圧Ｖｉｎ’　の大きさを計算するときに用
いるデータＤ２の１ビツトの重みＷを表おす。

さらに、入力電圧Ｖｉｎ”　を表おすデジタル量を得る
ために、データＤ２とＷとを掛は算し、補正したウィン
ドウ検出器出力値Ｄ１に加算する。そして、Ｖｉｎ’　
とオートレンジ回路１２の利得（又は減衰）とを掛は算
（又は割り算）して、Ｖｉｎを求める。この校正処理は
、標準電圧源以外に外部の装置を必要とせず、また、制
御に手動調整を必要としない点に留意されたい。

本発明の好適な実施例について図示し、説明したが、本
発明の要旨を逸脱することなく、多くの変形及び変更が
可能なことが、当業者には明かである。

［発明の効果］ 上述の如く、本発明によれば、多くの精密部品を必要と
せず、また、校正に手動調整又は試験装置を必要とせず
に、広範囲の入力電圧に対して、高分解能のアナログ・
デジタル変換を行える。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の好適な実施例のブロック図、第２図は
第１図に用いるウィンドウ検出器のブロック図、第３図
はｍｉ図の詳細なブロック図及び回路図である。

Claims (19)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１分解能で入力信号を測定し、該入力信号の大
   きさを表わす第１代表値を発生し、 信号測定装置のフル・スケール入力信号範囲の限界にほ
   ぼ比例する非ゼロ値だけ、上記第１代表値と異なるよう
   に調整されたオフセット信号により、上記入力信号をオ
   フセットして、差信号を発生し、 上記信号測定装置により上記差信号の大きさを測定して
   、上記差信号の大きさを表わす第２代表値を発生し、 上記オフセット信号の大きさ及び上記差信号の測定値に
   応じて、第２分解能で上記入力信号の大きさを求める ことを特徴とする入力信号測定方法。
2. （２）上記信号測定装置が上記差信号を測定する際に、 上記信号測定装置のほぼフル分解能で上記差信号の大き
   さを測定できる所定増幅度で上記差信号を増幅して、増
   幅差信号を発生し、 該増幅差信号を測定し、 上記増幅度と共に、上記増幅差信号の測定値に応じて、
   上記差信号の大きさを求める ことを特徴とする請求項１記載の入力信号測定方法。
3. （３）上記増幅差信号を測定するために、 基準デジタル信号を発生し、 該基準デジタル信号に比例する基準アナログ信号を発生
   し、 上記増幅差信号を上記基準アナログ信号と比較し、上記
   基準デジタル信号を調整して、上記アナログ基準信号を
   第１値に変更し、上記増幅差信号及び上記基準アナログ
   信号の大きさを所定の第１関係とし、 上記増幅差信号及び上記基準アナログ信号の差を増幅し
   て、剰余信号を発生し、 該剰余信号を蓄積し、 該蓄積剰余信号と上記基準アナログ信号とを比較し、上
   記基準デジタル信号を調整して上記基準アナログ信号を
   第２値に変更し、上記剰余信号及び上記基準アナログ信
   号の大きさを所定の第２関係とし、 上記基準デジタル信号及び上記剰余信号の大きさに応じ
   て、上記増幅差信号の大きさを求めることを特徴とする
   請求項２記載の入力信号測定方法。
4. （４）第１分解能で上記入力信号の大きさを測定し、上
   記入力信号の大きさの第１代表値を発生するために、 縮尺係数により上記入力信号を予め縮尺し、信号測定装
   置のフル・スケール入力信号範囲にほぼ釣り合った大き
   さの前縮尺入力信号を発生し、上記信号測定装置により
   、上記前縮尺入力信号を測定し、 上記入力信号の測定値及び上記縮尺係数に応じて、上記
   入力信号の大きさの上記第１代表値を求める ことを特徴とする請求項１記載の入力信号測定方法。
5. （５）第１分解能で上記入力信号の大きさを測定し、上
   記入力信号の大きさの第１代表値を発生するために、 所定の第１縮尺係数により上記入力信号を予め縮尺し、
   信号測定装置の入力信号範囲の第１前縮尺入力信号を発
   生し、 上記信号測定装置により、上記第１前縮尺入力信号を測
   定し、 上記第１前縮尺入力信号の測定値により大きさが決まる
   所定の第２縮尺係数によって、上記入力信号を予め縮尺
   し、上記信号測定装置のフル・スケール入力信号範囲の
   限界にほぼ釣り合う第２前縮尺入力信号を発生し、 上記信号測定装置により上記第２前縮尺入力信号を測定
   し、 上記第２前縮尺入力信号の測定値及び上記第２縮尺係数
   に応じて、上記入力信号の大きさの上記第１代表値を求
   める ことを特徴とする請求項１記載の入力信号測定方法。
6. （６）第１分解能で入力信号を測定し、該入力信号の大
   きさを表わす第１代表値を発生し、 所定の増幅係数で増幅されたとき、信号測定装置のフル
   ・スケール入力信号範囲の限界にほぼ釣り合う値だけ、
   上記第１代表値と異なるように調整されたオフセット信
   号により、上記入力信号をオフセットして、差信号を発
   生し、 上記増幅係数により上記差信号を増幅し、 上記信号測定装置により上記増幅された差信号の大きさ
   を測定し、 上記オフセット信号の大きさ及び上記差信号の測定値に
   応じて、第２分解能で上記入力信号の大きさを求める ことを特徴とする入力信号測定方法。
7. （７）前縮尺係数により入力信号を予め縮尺し、信号測
   定装置のフル・スケール入力信号範囲の信号限界にほぼ
   釣り合う大きさの前縮尺入力信号を発生し、 上記信号測定装置により上記前縮尺入力信号を測定して
   、上記前縮尺入力信号の測定値と共に上記スケール係数
   に応じて、上記入力信号の大きさの第１代表値を求め、 オフセット信号の大きさ及び上記入力信号の第１代表値
   の大きさ間の時間平均差が、信号測定装置のフル・スケ
   ール入力信号範囲の限界にほぼ釣り合うように、上記オ
   フセット信号の時間平均値を調整し、パルス幅変調オフ
   セット信号により上記入力信号をオフセットして、差信
   号を発生し、上記差信号をろ波して、増幅し、 上記信号測定装置により、上記ろ波し増幅した差信号の
   大きさを測定して、上記ろ波し増幅した差の測定値と上
   記差信号の増幅量とに応じて、上記差信号の大きさを決
   定し、 上記オフセット信号の時間平均値及び上記差信号の測定
   値に応じて、上記入力信号の大きさを求める ことを特徴とする入力信号測定方法。
8. （８）第１分解能で入力信号の大きさを測定し、上記入
   力信号の大きさの第１代表値を発生する測定手段と、 所定増幅係数で増幅するとき、上記測定手段のフル・ス
   ケール入力信号範囲の限界にほぼ釣り合う値だけ、上記
   入力信号の上記第１代表値の大きさと異なるように調整
   されたオフセット信号により、上記入力信号をオフセッ
   トして、差信号を発生する手段と、 上記増幅係数により上記差信号を増幅し、該増幅した差
   信号を上記測定手段に供給して測定させる手段と、 上記オフセット信号の大きさ及び上記増幅した差信号の
   測定値に応じて、上記入力信号の大きさを求める手段と
   を 具えた入力信号測定装置。
9. （９）供給されたデジタル制御データにより決まるデュ
   ーティ・サイクルのパルス幅変調オフセット信号を発生
   し、 上記オフセット信号及び上記アナログ入力信号の大きさ
   の間の時間平均差に比例した大きさの差信号を発生し、 上記差信号の大きさを表わす第１デジタル・データを発
   生し、 上記デジタル制御データ及び上記第１デジタル・データ
   の大きさに応じて、上記アナログ入力信号の大きさを計
   算する ことを特徴とするアナログ入力信号測定方法。
10. （１０）上記供給されたデジタル制御データにより決ま
    るデューティ・サイクルのパルス幅変調オフセット信号
    を発生するために、 一定周期のクロック信号を発生し、 デューティ・サイクルが上記デジタル制御データにより
    制御され、周波数が上記クロック信号により制御される
    周期的２進制御信号を発生し、一定の大きさの第１基準
    信号をスイッチに供給し、 上記第１基準信号が、上記周期的２進制御信号のデュー
    ティ・サイクルでパルス幅変調されて、上記オフセット
    信号を発生するように、上記周期的２進制御信号により
    上記スイッチのスイッチング状態を制御する ことを特徴とする請求項９記載のアナログ入力信号測定
    方法。
11. （１１）第１分解能で入力信号の大きさを測定して、上
    記入力信号の大きさの第１代表値を発生し、上記入力信
    号の上記第１代表値の大きさに応じて時間平均値が決ま
    るパルス幅変調オフセット信号により、上記入力信号を
    オフセットして、差信号を発生し、 信号測定装置により、上記差信号の時間平均値を測定し
    、 上記オフセット信号の時間平均値及び上記差信号の測定
    値に応じて、第２分解能で上記入力信号の大きさを求め
    る ことを特徴とする入力信号測定方法。
12. （１２）上記オフセット信号の大きさ及び上記入力信号
    の第１代表値の大きさの間の時間平均差が、上記信号測
    定装置のフル・スケール入力信号範囲の限界にほぼ釣り
    合うように、上記オフセット信号の時間平均値を調整す
    ることを特徴とする請求項１１記載の入力信号測定方法
    。
13. （１３）第１分解能で、入力信号の大きさを測定して、
    上記入力信号の大きさの第１代表値を発生する測定手段
    と、 オフセット信号の大きさが上記入力信号の第１代表値の
    大きさに応じて決まり、パルス幅変調オフセット信号に
    より上記入力信号をオフセットして、差信号を発生する
    手段と、 上記差信号をろ波して増幅し、該ろ波して増幅した差信
    号を上記測定手段に供給して測定させる手段と、 上記オフセット信号の時間平均値及び上記差信号の測定
    した時間平均値に応じて、第２分解能で上記入力信号の
    大きさを求める手段と を具えた入力信号測定装置。
14. （１４）上記オフセットを行なう手段は、 一定の大きさの基準信号を与える手段と、 一定周期のクロック信号を発生する発振器と、上記第１
    代表値に応答して、上記デジタル制御データを発生する
    手段と、 上記クロック信号に応答して、デューティ・サイクルが
    上記第１代表値により決まり、周期が上記クロック信号
    の周期に比例する周期的２進制御信号を発生するデュー
    ティ・サイクル発生器と、上記周期的２進制御信号に応
    答して、上記基準信号をパルス幅変調し、上記パルス幅
    変調されたオフセット信号を発生するスイッチ手段と を具えたことを特徴とする請求項１３記載の入力信号測
    定装置。
15. （１５）デューティ・サイクルが供給されたデジタル制
    御信号で決まるパルス幅変調されたオフセット信号を発
    生する手段と、 上記オフセット信号及びアナログ入力信号を受け、上記
    オフセット信号及び上記アナログ入力信号の大きさの間
    の時間平均差に比例する大きさの差信号を発生する第１
    差動増幅手段と、 上記差信号の大きさを表わし、上記アナログ入力信号の
    大きさを指示する上記デジタル制御データとの組み合せ
    である第１デジタル・データを発生する手段と を具えたアナログ・デジタル変換回路。
16. （１６）上記デューティ・サイクルが、供給されたデジ
    タル制御信号で決まるパルス幅変調されたオフセット信
    号を発生する手段は、 一定な大きさの第１基準信号を与える手段と、一定周期
    のクロック信号を発生する発振器と、上記クロック信号
    及び上記デジタル制御信号に応答し、デューティ・サイ
    クルが上記デジタル制御信号により決まり、周期が上記
    クロック信号の周期に比例する周期的２進制御信号を発
    生するデューティ・サイクル発振器と、 上記周期的２進制御信号に応答して、上記第１器信号を
    パルス幅変調し、上記パルス幅変調されたオフセット信
    号を発生するスイッチ手段とを具えたことを特徴とする
    請求項１５記載のアナログ・データ変換回路。
17. （１７）上記第１差動増幅手段は、 上記オフセット信号及び上記アナログ入力信号に応答し
    て、上記オフセット信号により上記アナログ入力信号を
    オフセットする第１増幅器と、上記オフセット入力信号
    をろ波して、ろ波されたオフセット入力信号を発生する
    手段と、 上記ろ波されたオフセット入力信号を増幅して、上記差
    信号を発生する第２増幅器と を具えたことを特徴とする請求項１５記載のアナログ・
    デジタル変換回路。
18. （１８）上記差信号の大きさを表わす第１デジタル・デ
    ータを発生する上記手段は、再循環剰余アナログ・デジ
    タル変換器を具えていることを特徴とする請求項１５記
    載のアナログ・デジタル変換回路。
19. （１９）供給された第１デジタル・データにより決まる
    比例の比に応じて、入力第１アナログ信号に比例する大
    きさの出力第２アナログ信号を発生する可変利得手段と
    、 供給される第２デジタル・データにより決まるオフセッ
    ト量だけ上記第２アナログ信号をオフセットし、オフセ
    ットした結果の第２アナログ信号を増幅して、アナログ
    差信号を発生する手段と、上記差信号の大きさを表わす
    第３デジタル・データを発生する手段と、 上記第３デジタル・データを受けるように接続され、上
    記第１及び第２デジタル・データを発生すると共に、上
    記第１アナログ信号の大きさを指示し、上記第２デジタ
    ル・データ、上記第３デジタル・データ、及び上記第１
    デジタル・データで決まる上記比例の比の値で決まる上
    記オフセットの大きさの関数である第４デジタル・デー
    タを発生する手段と を具えたアナログ・デジタル変換回路。