JPH02211003A - 交流電動機駆動交流電気車主回路システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、電車線からの交流電力を変圧器を介してＰＷ
Ｍ制御形交流−直流変換器により直流電力に変換し、こ
の直流電力をＰＷＭ制御形直流流変換器により交流電力
に変換して車両駆動用交流電動機を駆動する交流電気車
主回路システムに関し、特に電源側への高調波を低減し
、かつ装置の低価格化を図ることができる交流電動機駆
動交流電気車主回路システムに関する。

（従来の技術） 電車線から交流電力の供給を受けて運転される交流電気
車であって車両駆動に交流電動機を用いた電力変換シス
テム（以下、ｒ主回路システム」という）では１次のよ
うな方式により電動機の駆動が行われる。すなわち、電
車線から供給される交流電力を交流−直流変換器により
直流電力に一旦変換し、この直流電力を直流−交流変換
器によりＶＶＶＦ（可変電圧可変周波数）の交流電力に
再び変換して誘導電動機（ＩＭ）を駆動する。上記直流
−交流変換器としては通常、電圧形インバータが一般的
に用いられている。

このような主回路システムの場合、交流−直流変換器と
しては、■２象限動作ができること、■電車線側から見
た力率が良いこと、■電車線に流れる高調波が少ないこ
と等が必要とされる。

第３図は従来から知られている主回路システムであり、
電車線１、パンタグラフ２．変圧器１３゜交流−直流変
換器群１４、平滑コンデンサ１５．インバータ１６．電
動機群１７により構成される。ここで、交流−直流変換
器群１４は交流−直流変換器１４ａ〜１４ｄを並列多重
接続して構成され、電動機群１７は誘導電動機１７ａ〜
１７ｄにより構成されている。

実際の交流電気車では主回路システムの変換容量を大き
くしなければならないので、上記変換器群１４．インバ
ータ１６に使用するスイッチング素子はＧＴＯサイリス
タである。このＧＴＯサイリスタのスイッチング周波数
は数百上程度のためリプル電流も比較的大きい、そこで
、このりプルによる変圧器１３の一次側の電流波形の歪
をより少なくするために変圧器１３の二次巻線を複数個
（第３図では４個）設ける。そして、各二次巻線の直流
側を多重並列接続し、１台のインバータ１６に接続する
。

上記主回路システムでは、一般にインバータ１６はＰＷ
Ｍ制御形であり、直流中間回路の電圧（平滑コンデンサ
１５の端子間電圧）はほぼ一定としである。なお、交流
−直流変換器１４ａ〜１４ｄとしては電車線１の高調波
低減と電流波形の正弦波化及び力率向上を図る必要があ
る場合にはＰＷＭ制御形変換器が一般に用いられる。

第４図は電車線電圧及びカ行時・回生時における交流−
直流変換器１４ａ”１４ｄのうちの−の変換器の交流電
流並びに電車線電流を示す波形図である。各変換器１４
ａ〜１４ｄはその制御信号を正弦波としたＰＷＭ制御形
であるので、電源の電流波形は正弦波に対しＰＷＭ制御
による電流リプルが重畳されたものとなっている。上記
のようにＰＷＭ制御を採用する主回路システムでは電流
位相を自由に制御できるので、同図に示すようにカ行時
・回生時共に力率を１．０とする制御も可能である。

第５図は、第３図の主回路システムに対応した一般産業
分野で多用されている電力変換システムを示す図である
。電力供給系統は第３図の電気車の場合単相であったが
、第５図においては三相の配電系統２１となっている。

この動電系統２１としては２００ｖ系、　４００Ｖ系が
多く用いられている。このシステムは、交流−直流変換
器２２、平滑コンデンサ２３．インバータ２４、誘導電
動機２５により構成される。

２００Ｖ、　４００Ｖ系の配電系統に接続されるシステ
ムにおいては、電力用の交流−直流変換器２２及び誘導
電動機２５の可変速用のインバータ２４としては、図示
のようにトランジスタ式のものが一般に用いられている
。これは、■誘導電動機２５の容量が数百ＫＷ以下であ
ること、■配電系統２１からのサージ電圧を考慮しても
交流−直流変換＠２２のスイッチング素子耐圧は１２０
０　Ｖ程度あればよいこと、■配電系統２１への高調波
の影響から交流−直流変換器２２の各素子のスイッチン
グ周波数はＩＫＨｚ以上の仕様のものが必要であること
、■トランジスタ式のスイッチング素子は価格が安いこ
と等の理由によるものである。トランジスタ式の場合の
配電系統２１側の電流波形は第４図の場合と同じく、高
力率で波形歪のより少ないものとなる。

ところで、上記の産業用電力変換システムでは交流−直
流変換器２２については一般に、配電系統２１では直撃
雷は考慮する必要がなく、系統に生ずる異常電圧として
は開閉サージ等の比較的小さなサージの異常電圧につい
て考慮すればよい、従って、例え１ズ、４４０　Ｖ配電
系統に電力変換システムを接続しても電源側の交流−直
流変換器２２の素子耐圧は１２００　Ｖ程度であり、（
素子耐圧）／（交流電圧実効値）は２．７程度あればよ
いものとされている。

これに対し、交流電気車のスイッチング素子の耐圧は以
下のように考察される。

第３図に示す電車Ｉ／ＩＡ１は、数Ｋｍ或いは数十Ｋｍ
にわたって設置され、かつ郊外に設置される場合が多い
ので直撃雷サージをも考慮する必要がある。この場合、
（雷サージ電圧）／（交流電圧実効値）は３．６程度に
なるため素子耐圧もこれに合ったものにする必要がある
。すなわち、電源側交流−直流変換器１４の素子耐圧は
電動機側変換ＷＩ（インバータ）１６の３．６／２．７
倍（＝１．３（３倍）高いことが必要となる。従って、
第３図の交流−直流変換器１４ａ〜１４ｄのスイッチン
グ素子としてはＧＴＯサイリスタを用いている。

（発明が解決しようとする課題） （１）交流電気車ではレール８の軌道回路に信号電流を
流し、各種の列車制御を行っている。新幹線電車などで
はこの信号周波数は商用周波数付近から４ＫＨｚ程度ま
である。スイッチング周波数はＰＷＭキャリア周波数が
電源側の許容高調波周波数の少なくとも１／２必要であ
る。

このようなことから電源側の交流−直流変換器１４とし
てＰＷＭ制御形のものを用いる場合、高周波電流による
等価妨害電流を許容値以下にすると共にＰＷＭ制御のキ
ャリア周波数による高調波電流がこの信号周波数に影響
を与えないようにしなければならない、しかし、現在の
大容量ＧＴＯサイリスタは許容スイッチング周波数が５
００七程度であるため、等価妨害電流の低減と高調波電
流の低減の要請から、電源側から見た等価キャリア周波
数を高めるべく複数の交流−直流変換器１４ａ〜１４ｄ
を多重接続して各変換器１４ａ〜１４ｄの制御装置のＰ
ＷＭキャリア信号に位相差を持たせる必要がある。この
ため従来の主回路システムでは重量が増大するという不
都合があった。

（２）また、誘導電動機側の直流−交流変換器では交流
電源側からのサージは平滑コンデンサ１５で吸収される
ので考慮する必要がない、したがって、使用電圧と素子
耐圧は直流−交流変換器の動作電圧によって決まる。

例えば、産業用のトランジスタにより構成されている第
５図のインバータ２４の場合、直流中間回路電圧が６０
０Ｖ〜７００ｖ、交流電圧実効値が４４０Ｖのとき該ト
ランジスタの耐圧は１２００Ｖあれば充分である。この
場合、（素子耐圧）へ交流電圧実効値）は２．７である
。

しかし、トランジスタ形の変換装置は前述のようにＧＴ
Ｏサイリスタ形の変換装置に比べ低価格。

小型・軽量であるにもかかわらず、使用電圧（交流電圧
換算）には限界があり（サージ電圧を考慮しても、素子
耐圧の１／２．７倍まで）、変換装置をサージ電圧が使
用電圧の３．６倍まで加わる電源側′変換装置として使
用することはできない、従って、従来では、第３図に示
すようにインバータ１６のスイッチング素子には一般産
業用に使用している安価なトランジスタを用いることが
できず高価なＧＴＯサイリスタを用いなければならず、
主回路システム全体として製造コストが高いものとなっ
ていた。

（３）このように、交流電動機駆動交流電気車主回路シ
ステムの場合、その実用化にあたっては低価格化は勿論
のこと装置の小型化も重要な課題であり、更に、電源側
変換器に用いるスイッチング素子は、電源電流の高調波
低減の要請から許容スイッチング周波数をできるだけ高
めることが大きな課題となっている。

本発明は、上記問題点を解決するために提案されたもの
であって、装置の低価格化、軽量化を図り、電源電流の
高調波低減を実現でき、かつ、電動機側変換器の性能向
上を図ることができる交流電動機駆動交流電気車主回路
システムを提供することを目的とする。

（課題を解決するための手段） 発明者らは、インバータの性能低下の原因は電動機側電
力変換器としてＧＴＯサイリスタ形インバータを採用し
ているためであり、また装置の大型化、高価格化の原因
の一つは電源側変換器を多重化しているためであるとい
う点、更に、トランジスタは素子が３層構造であること
から経済的な耐圧は１２００Ｖ程度であり、これより耐
圧を高めると素子価格は飛躍的に増大するが、ＧＴＯサ
イリスタは４層構造であることから４５００Ｖ程度の高
耐圧化は容易であることに着目した。

そして、これらの不都合を解決するためには、■電源側
変換器のスイッチング素子には従来通りＧＴＯサイリス
タを用いるが、電動機側変換器のスイッチング素子には
トランジスタを用いて主回路システムを構成し、■また
。電源側変換器のスイツチング周波数を高めることによ
りＰＷＭキャリア周波数を電源側の許容高調波周波数の
少なくとも１７２以上とし、キャリア周波数を高めて該
電源側変換器を非多重とすればよいとの知見を得た。

すなわち本発明は、交流電力を電車線を介して電気車に
取り込み、この交流電力を変圧器を介してＰＷＭ制御形
交流−直流変換器により直流電力に変換し、この直流電
力を直流中間回路を介した後ＰＷＭ制御形直流−交流変
換器り交流電力に変換し、この交流電力により交流電動
機を駆動する交流電動機駆動交流電気車主回路システム
において、前記交流−直流変換器のスイッチング素子を
ＧＴＯサイリスタとすると共に、前記直流−交流変換器
のスイッチング素子をトランジスタとし、前記ＧＴＯサ
イリスタの耐圧を前記トランジスタの耐圧の１．３倍以
上とし、かつ前記交流−直流変換器を非多重とすること
を特徴とする。

（作用） 電車線を介して電気車に取り込まれれた交流電力は変圧
器を介した後、非多重のＰＷＭ制御形交流−直流変換器
により直流電力に変換され、この後、ＰＷＭ制御形直流
流変換器により交流電力に変換された後、電車駆動用の
交流電動機に供給される。

上記交流−直流変換器は、スイッチング素子として高周
波ＧＴＯサイリスタを採用しているので。

非多重であっても電源電流に生ずるリプルは従来の多重
ＰＷＭ形交流−直流変換器を採用した場合と同様に小さ
なものとなる。また、前記直流−交流変換器は、スイッ
チング素子としてトランジスタを用いたインバータを採
用しているので、ＰＷＭ制御信号を高周波とすることが
できる。ここで。

前記電動機を直流−交流変換器（インバータ）１台につ
きに１台とした場合には、インバータの負担が軽減され
る。

また、直撃雷等のサージ電圧が電車線に生じたとしても
、前記ＧＴＯサイリスタの耐圧を前記トランジスタの耐
圧の１．３倍以上としであるので、スイッチング素子破
壊にはつながらない。

（実施例） 第１図に本発明の一実施例を示す、同図において電車線
１からパンタグラフ２を介して電気車に取り込まれた交
流電力は、変圧器３により降圧される。この変圧器３の
二次巻線は単相交流−直流変換器４に接続されている。

この交流−直流変換器４を構成するスイッチング素子は
耐圧の高いＧＴＯサイリスタであり、同図では逆導通形
のもので示しである。なお、交流−直流変換器４に用い
るＧＴＯサイリスタは電車線１からのサージ電圧を考慮
して、後述する直流−交流変換器６８〜６ｄを構成する
トランジスタの１．３倍以上の耐圧のものが使用される
。

上記交流−直流変換器４の直流側には、平滑コンデンサ
５を介して直流−交流変換器群６が接続されている。こ
の直流−交流変換器群６は直流−交流変換器６ａ〜６ｄ
を並列接続して構成しである。

直流−交流変換器６８〜６ｄのスイッチング素子にはト
ランジスタを用い、各直流−交流変換器６ａ〜６ｄの負
荷側にはそれぞれ１台づつの誘導電動機（ＩＭ）７ａ〜
７ｄが接続されている。

なお、交流−直流変換器４．直流−交流変換器６８〜６
ｄは共に従来と同じ＜ＰＷＭ制御形のものを採用する。

以下、上記実施例の作用を説明する。

まず、カ行時においては、電車線１からパンタグラフ２
を介して変圧器３の一次巻線に交流正弦波電圧が印加さ
れて正弦波電流が流れ、変圧器３の二次巻線には交流電
圧が誘導される。交流−直流変換器４はこの交流電力（
交流電圧）をＰＷＭ制御して直流電力に変換し、出力す
る。このとき、交流電源側の正弦波電流にはりプルが生
じるが。

交流−直流変換器４の各ＧＴＯサイリスタのスイッチン
グ周波数は２ＫＨｚ以上としであるので、該リプルはわ
ずかであり、新幹線電車などのレール８の軌道回路を流
れる信号に影響を与えることはない。

一方、上記交流−直流変換器４からの直流電圧はコンデ
ンサ５により平滑されて直流−交流変換器６８〜６ｄに
入力され、これら各変換器６８〜６ｄは誘導電動機７ａ
〜７ｄを駆動する。ここで直流−交流変換器６８〜６ｄ
は、第３図に示した従来の直流−交流変換器１６と同様
にＰＷＭ制御されるが、直流−交流変換器６ａ〜６ｄは
トランジスタによりそれぞれ構成されているので、従来
のＧＴＯサイリスタにより構成された直流−交流変換器
に比較して高速のスイッチングを行うことかで゛きる。

これにより、ＰＷＭキャリアの周波数を従来に比べて高
くでき、直流−交流変換器６８〜６ｄの高性能化を図る
ことができる。

回生時においては、誘導電動機７ａ〜７ｄから回生され
る三相交流電力を先の直流−交流変換器である交流−直
流変換器６ａ〜６ｄにより直流電力に変換し、これらの
直流電力を先の交流−直流変換器である直流−交流変換
器４に逆変換動作させて単相交流に変換する。この逆変
換動作時においてもＰＷＭ制御が行われるので、電源側
の正弦波電流に生ずるリプルはわずかなものとなり、電
車線電流の高調波を許容値以内にすることが可能である
。

第２図は電車線電圧及びカ行時及び回生時における交流
−直流変換器４の交流電流（電車線電流と同様）を示す
波形図であり、電車線電流の高調波電流が低減されてい
る様子が示されている。

なお、ここで直流−交流変換器６８〜６ｄの負荷として
誘導電動機７を各々１台として示しであるが、直流−交
流変換器６ａ〜６ｄのトランジスタの電流容量の範囲内
であれば誘導電動機を複数台接続してもよい。

また、上記実施例では交流−直流変換器として１台の交
流−直流変換器４を設け、これにより直流−交流変換器
６ａ〜６ｄを駆動することとしたが、直流−交流変換器
の台数に応じた台数（第１図の場合には、４台）の交流
−直流変換器を変圧器３の共通の二次巻線に並列に接続
し、各交流−直流変換器に各平滑コンデンサをそれぞれ
介して直流−交流変換器６８〜６ｄに接続して誘導電動
機７ａ〜７ｄを駆動してもよい。

更にご上記実施例では交流−直流変換器４として逆導通
形のもので説明したが、これを非可逆導通形とし、直流
中間回路に極性切換えスイッチを設けてもよい。

（発明の効果） 本発明では、電車線側のＰＷＭ制御形交流−直流変換器
のスイッチング素子として高周波ＧＴＯサイリスタを、
電動機側のＰＷＭ制御形直流流変換器のスイッチング素
子としてトランジスタを採用すると共に、前記ＧＴＯサ
イリスタの耐圧を前記トランジスタの耐圧の１．３倍以
上としたので。

１）ＧＴＯサイリスタ形に比べて低価格のトランジスタ
式直流−交流変換器を採用できるため、主回路システム
全体のコストを低下させることができる ２）電動機側の直流−交流変換器としてＧＴＯサイリス
タに比べてスイッチング周波数が数倍高いトランジスタ
形のものを採用できるので、ＰＷＭ周波数を従来に比べ
て高くすることができ、直流−交流変換器の高性能化が
図れる ３）電車線側の交流−直流変換器、電動機側の直流−交
流変換器が共にＧＴＯサイリスタ形である従来の主回路
システムと同様に、電車線に有害な高調波が発生するこ
とがない 等の効果を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は第１
図の実施例における電車線電圧及び電車線電流（交流−
直流変換器の交流電流波形）を示す波形図、第３図は従
来例を示す回路図、第４図は第３図の回路における電車
線電圧・電流及び各交流−直流変換器の交流電流を示す
波形図、第５図は第３１３！の主回路に対応した一般産
業用の電力変換システムを示す回路図である。 １・・・電車線、２・・・パンタグラフ、３・・・変圧
器、４・・・交流−直流変換器、５・・・平滑コンデン
サ、６・・・直流−交流変換器群、 ６ａ〜６ａ・・・直流−交流変換器、 ７８〜７ｄ・・・誘導電動機

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 交流電力を電車線を介して電気車に取り込み、この交流
   電力を変圧器を介してＰＷＭ制御形交流−直流変換器に
   より直流電力に変換し、この直流電力を直流中間回路を
   介した後ＰＷＭ制御形直流−交流変換器により交流電力
   に変換し、この交流電力により交流電動機を駆動する交
   流電動機駆動交流電気車主回路システムにおいて、 前記交流−直流変換器のスイッチング素子をＧＴＯサイ
   リスタとすると共に、前記直流−交流変換器のスイッチ
   ング素子をトランジスタとし、前記ＧＴＯサイリスタの
   耐圧を前記トランジスタの耐圧の１．３倍以上とし、か
   つ前記交流−直流変換器を非多重とすることを特徴とす
   る交流電動機駆動交流電気車主回路システム。