JPH02211748A

JPH02211748A - 直交変調回路

Info

Publication number: JPH02211748A
Application number: JP1032154A
Authority: JP
Inventors: Shinichi Tanaka; 伸一田中
Original assignee: NEC Engineering Ltd
Current assignee: NEC Engineering Ltd
Priority date: 1989-02-10
Filing date: 1989-02-10
Publication date: 1990-08-23

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は直交変調回路に関し、特にディジタル通信用変
調器に用いられる直交変調回路に関する。

〔従来の技術〕

従来の直交変調回路の一つとして、第２図のブロック図
に示すようなダブルコンバージョン方式の変調回路があ
る。即ち、第１０−カル信号ｆ１を分波器６で分波し、
一方を第１ミキサ３でベースバンド第１入力１と混合す
る。また、他方はπ／２移相器９Ａで移相し、第２ミキ
サ４でベースバンド第２入力２と混合する。そして、各
ミキサ３．４の出力を合成器１２で合成し、これを第３
ミキサ１４により第２０−カルｆ２と混合し、帯域通過
フィルタ１５を通して直交変調信号１３を得ている。

この回路では、第１０−カルｆ１で先ず直交変調を正確
に行い、その後第２０−カルｆ２により広帯域周波数変
換を行っている。

また、第３図のブロック図に示すような直接変調方式変
調回路もある。即ち、第２図のπ／２移相界９Ａに代え
て、可変π／２移相器９を用い、これを記憶素子１６及
びＤ／Ａ変換器１７で制御させてキャリア５の一方の分
波の移相を行っている。また、直交変調信号１３は合成
器１２から得ている。

この回路では、互いにπ／２の位相差でなくてはならな
い変調信号Ｐ”、Ｑ“の広帯域位相誤差を予め測定して
おき、この位相誤差情報を記憶素子１６に記憶させ、任
意のキャリア周波数で任意の位相誤差情報をディジタル
信号で取り出し、このディジタル信号をＤ／Ａ変換器１
７でＤ／Ａ変換し、この変換された信号により可変π／
２移相器９を制御し正確な広帯域直交変調信号を得てい
る。

（発明が解決しようとする課題〕上述した従来の変調回路のうち、第２図のダブルコンバ
ージョン方式では、不要波を取り除くために帯域通過フ
ィルタ１５が必要であり、また第１及び第２０−カルを
２種類必要とし、回路構成が複雑化し、かつコスト高に
なるという問題がある。

また、第３図の変調回路では、広帯域位相誤差情報を予
め測定しておかなければならず、また位相誤差情報を記
憶素子１６に記憶させて使用するので、経時変化により
変調器の構成素子が変化した場合に正確に直交変調でき
なくなるという問題がある。

本発明は上述した問題を同時に解消した直交変調回路を
提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の直交変調回路は、２列のベースバンド入力によ
り直接変調を行う直接変調方式の変調回路において、第
１分波器によって２分された２列のキャリアを更に２分
波する第２及び第３の分波器と、これら分波器の各分波
を位相比較する位相比較器と、この位相比較器の出力を
増幅する直流増幅器とを備え、この直流増幅器の出力に
より可変π／２移相器の位相制御を行っている。

〔作用〕

上述した構成では、π／２移相器の位相を夫々分波され
た信号の位相比較結果に基づいて行っているので、キャ
リアが広帯域に変化しても正確な直交変調が実現できる
。

〔実施例〕

次に、本発明を図面を参照して説明する。

第１図は本発明の一実施例のブロック図である。

図において、キャリア５は第１分波器６においてａ、ｂ
の２つに分波される。一方の分波ａは第２分波器７によ
り更にｃ、ｄと２つに分波される。

また、他方の分波すは、外部の制御信号により移相補正
が可能な可変π／２移相器９を通過された後、第３分波
器８においてｅ、ｆの２つに分波される。

前記第２分波器７の出力ｄと前記第３分波器８の出力ｆ
は共に位相比較器ＩＯに入力されて位相比較が行われる
。この位相比較器１０は正弦特性を有し、π／２からの
誤差に比例した誤差信号を発生し、この誤差信号は直流
増幅器１１に入力され、それが直流増幅されてπ／２可
変移相回路８の制御信号となり、π／２可変移相回路８
の移相量が正確にπ／２となるように自動制御が行われ
る。

このとき、第２分波器７から第１ミキサ３までの信号路
長と第３分波器８から第２ミキサ４までの信号路長が等
しくなるように、また第２分波器７から位相比較器１０
までの信号路長と第３分波器８から位相比較器１０まで
の信号路長が等しくなるように回路設計を行えば、上述
した負帰還制御により可変π／２移相器９の経時変動は
自動的に補正される。

一方、第２分波器５の出力Ｃは第１ミキサ３においてベ
ースバンド第１入力１で振幅変調され、第３分波器の出
力ｅは第２ミキサ４においてベースバンド第２入力２で
振幅変調される。そして、第１ミキサ３及び第２ミキサ
４の出力を合成器１２で合成することにより、合成器出
力に正確な直交変調信号１３を得ることができる。

したがって、この構成では第２図に示した従来のダブル
コンバージョン方式の回路に比較して第２０−カル、第
３ミキサ、帯域通過フィルタ等を不要にし、回路構成を
節単にして小型化を図り、かつ低コスト化が可能となる
。

また、第３図に示した直接変調方式の回路に比較して、
変調信号の位相誤差を予め測定してこれを記憶素子に記
憶させておく必要がないとともに、経時変化等によって
変調器の構成素子が変化した場合でもその影響を受ける
ことなく正確な直交変調を行うことができる。

なお、本発明の直交変調はディジタル変調のみでなく、
ＡＣ３５Ｂ変調等のアナログ変調にも応用可能である。

〔発明の効果〕

以上説明したように本発明は、２列のベースバンド入力
により直接変調を行う直接変調方式の変調回路に、２列
のキャリアから分波された信号を位相比較して可変π／
２移相器の位相制御を行なう回路を付設しているので、
キャリアが広帯域に変化しても正確な直交変調を行うこ
とができ、従来に比較して回路構成が簡単になり、回路
装置の小型化、及び低コスト化が実現できる。また、位
相誤差を予め測定する手間が不要であるとともに、経時
変化によっても正確な変調を安定して行うことができる
効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図は従来
のダブルコンバージョン方式の直交変調器のブロック図
、第３図は従来の直接変調方式直交変調器のブロック図
である。１・・・ベースバンド第１入力、２・・・ベースバンド
第２入力、３・・・第１ミキサ、４・・・第２ミキサ、
５・・・キャリア、６・・・第１分波器、７・・・第２
分波器、８・・・第３分波器、９・・・可変π／２移相
器、９Ａ・・・π／２移相器、１０・・・移相比較器、
１１・・・直流増幅器、１２・・・合成器、１３・・・
直交変調信号、１４・・・第３ミキサ、１５・・・帯域
通過フィルタ、１６・・・記憶素子、１７・・・Ｄ／Ａ
変換器。

Claims

【特許請求の範囲】

１、キャリアを２分波する第１分波器と、この第１分波
器の一方の分波を更に２分波する第２分波器と、前記第
１分波器の他方の分波を外部の制御信号により移相補正
する可変π／２移相器と、この移相器の出力を更に２分
波する第３分波器と、前記第２分波器の一方の分波をベ
ースバンド第１入力により振幅変調する第１ミキサと、
前記第３分波器の一方の分波をベースバンド第２入力に
より振幅変調する第２ミキサと、前記第１及び第２ミキ
サの各出力を合成する合成器と、前記第２分波器の他方
の分波と第３分波器の他方の分波の位相を比較する位相
比較器と、この位相比較器の出力を増幅して前記可変π
／２移相器に制御信号として出力する直流増幅器とを備
えることを特徴とする直交変調回路。