JPH02219492A - 直流ブラシレスモータの速度制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は回転多面鏡等の駆動に用いられる直流ブラシレ
スモータの速度制御方法に関する。

（従来技術） 従来のこの種直流ブラシレスモータの速度制御は、３相
モータ２相励磁の場合を例にとれば、第９図に示すよう
にトルク指令値を受けてパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を
出力するＰＷＭ信号発生器ｌからの出力でトランジスタ
Ｑ目〜ＱＩ３を、トランジスタＱ　１１”　Ｑ　ｌ　３
のベースにそれぞれ陽極が接続されかつ陰極が共通接続
されたダイオードＤ５〜Ｄ７　を介して制御し、直流ブ
ラシレスモーフの固定子コイルＵ、Ｖ、Ｗへの通電を制
御している。

一方、ロータ軸の回転位置検出器ＨＵ　、ＨｖおよびＨ
ｎの検出出力をコイル通電論理回路２に入力する。コイ
ル通゛屯論理回路２は公知のモータコントロール用集積
回路（たとえば東芝製ＴＡ７７１２Ｐ）であって、回転
位置検出器Ｈｕ　　、ＨＶ　　、ＨＷの出力が１２０度
の位相差をもって出力される場合、１２０度幅のパルス
が位置検出器Ｈｕ　　、Ｈｖ　　、Ｈｗの出力のそれぞ
れの立上りに同期して出力され、１２０度幅のパルスが
位置検出器Ｈｕ　　、Ｈｖ　　、Ｈｗの出力のそれぞれ
の立下りに同期して出力される。この状態は第１θ図に
示す如くである。第１１図において位置検出器ＨＵ　　
ｒ　ＨＶ　　、ＨＷの出力をＨｕ　　、Ｈｖ　　、Ｈ−
で示し、１２０度幅のパルスの前者をＵＬ　　、　Ｖｔ
　　、Ｗｔ　テ示り、　１２０度幅ノハルスの後者をＵ
ｕ、Ｖυ　、ＷＵで示しである。

コイル通電論理回路２からの出力Ｕυ　、ＶｕＷυで入
力信号を反転するためのトランジスタＱ２１”Ｑ２３を
それぞれ駆動し、トランジスタＱ２１〜Ｑ２３によりそ
れぞれトランジスタＱ１〜Ｑ３を駆動するように構成し
、トランジスタＱ１〜Ｑ３にそれぞれトランジスタＱ１
１”Ｑ１３がコンプリメンタリ接続してあり、コイル通
電論理回路２からの出力ＵＬ　　、ＶＬ　　、ＷＬでそ
れぞれトランジスタＱ　＋　＋〜Ｑ１３を駆動する。

トランジスタＱ目〜Ｑ１３のエミッタはアースしてあり
、トランジスタＱ１〜Ｑ３のコレクタには直流ブラシレ
スモータのスター接続した固定子巻線Ｕ、Ｖ、Ｗの一端
が接続しである。トランジスタＱ＋−Ｑ３のエミッタは
共通接続し、共通接続したエミッタは電源＋Ｖに接続し
である。またトランジスタＱ１〜Ｑ３＊ＱＩｌ〜Ｑ１３
には並列にそれぞれダイオードＤ＋　−０３、ＤＩＩ”
ＤＩ３を接続してトランジスタＱ＋　−Ｑ３　　、Ｑｌ
ｌ〜Ｑ１３のオフ時に生じる固定子巻線Ｕ−Ｗによる逆
起電圧によるトランジスタＱ１〜Ｑ３．Ｑｌｌ〜Ｑ１３
の保護をしている。

上記した従来例においてトランジスタＱ＋＋〜Ｑ＋３は
ＰＷＭ信号発生器１から出力されるＰＷＭ信号が低電位
の期間、ダイオードＤ５〜Ｄ７は導通し、第１２図に示
す如くコイル通電論理回路２からの出力ＵＬ、ＶＬが高
電位の期間であって、かつダイオードＤ５〜ＤＩがオフ
状態にある期間において、固定子巻線Ｕに電流Ｉｕが流
れる。第１１図において、第１１図（Ｌ）はＰＷＭ信号
を、第１１図（ｂ）は出力ＵＵを、第１２図（ｃ）は出
力ＵＬを、第１１図（ｄ）は巻線Ｕに流れる電流を、第
１１図（ｅ）はトランジスタＱ＋のコレクタとトランジ
スタＱ　ｌｌのコレクタとの共通接続点の電圧をそれぞ
れ示している。

また４相モ一タ１相励磁方式の場合については第１２図
に示す如く構成されている。

ＨａおよびＨｂはロータ軸の回転位置を検出する回転位
置検出器であり、２＾は４相ユニポーラ駆動のときのコ
イル通電論理回路である。コイル通電論理回路２Ａから
の出力ａ、ｂ、ｃおよびｄはＰＷＭ信号発生器１＾から
のＰＷＭ信号とをアントゲ−）Ａ＋−Ａ４にそれぞえ送
出し、アントゲ−）Ａｔ−Ａ４からの出力でトランジス
タＱ４１〜Ｑ４４をそれぞれ駆動して、固定子巻線Ｌａ
〜Ｌｄへの通電を制御している。また固定子巻線Ｌａ−
ＬｄにはそれぞれダイオードＤａ　−Ｄｄ　を接続して
、ダイオードＤ＋　＝Ｄ３　、ＤＩＩ−Ｄ１３と同様に
トランジスタＱ　ａ　１〜Ｑ４４の保護をしている。

（発明が解決しようとする課題） 上記した従来例は高い周波数のＰＷＭ信号を用いてモー
タのコイルインダクタンスを直接利用してコイルに流れ
る電流が平滑化されるため、平滑性はよい、しかし、Ｐ
ＷＭ信号はコイル通電論理回路２からの出力に同期して
、繰返し周波数の出力となっているわけではなく、ＰＷ
Ｍ信号の繰返し周期はコイル通電論理回路２から出力さ
れる出力の繰返し周期よりも短く設定されている。

方、たとえばトランジスタＱ３およびＱｕがオン状態の
場合、すなわち固定子巻線ＵおよびＷに電流を流してい
る状態で、ＰＷＭ信号が低電位となってダイオードＤ５
〜Ｄ７がオン状態にされるとトランジスタＱｕはオフ状
態にされ、トランジスタＱｌのコレクタ電位ＶＣは固定
子巻線のインダクタンスにより上昇し、ダイオードＤ１
はオン状態にされる０次にＰＷＭ信号が高電位となって
ダイオードＤ５〜Ｄ７がオフ状態にされるとトランジス
タＱ　ｌ＋は再びオン状態になる。この場合にダイオー
ドＤ１のスイッチング時間が長く、ダイオードＤ１がオ
ン状態を続けている場合は、ダイオードＤＩ　およびト
ランジスタＱ１１を介してスルー電流が流れて、ダイオ
ードＤＩ　およびトランジスタＱｌｌの発熱が増大する
。すなわちＰＷＭ信号によるスイッチング周波数が高い
ため、スイッチング素子の発熱が大きいという問題点が
ある。

さらにスイッチング素子の発熱を少なくさせようとスイ
ッチング素子をスイッチング速度の早いものにすると電
磁的ノイズを多量に放射するという問題があった。

さらにまた、モータ内に設けられている回転位置検出器
に与えるノイズも多く、回転位置検出器の製作に特別の
配慮を必要とする問題点があった。

上記は３相に限らす４相の場合においても同じ問題点が
生ずる。

（課題を解決するための手段） 本発明の直流ブラシレスモータの速度制御方法は、ロー
タ軸の回転位置を検出する回転位置検出器からの出力に
伴なう固定子巻線への通電制御信号の一部をトルク指令
信号に伴なうＰＷＭ信号により断続する直流ブラシレス
モータの速度制御方法において、ＰＷＭ信号の立上りを
通電制御信号と同期させ、かつＰＷＭ信号の周期を１以
上の最小通電期間としたことを特徴とするものである。

（作　用） ＰＷＭ信号の立上りは通電制御信号と同期し、かつＰＷ
Ｍ信号の周期を１以上の最小通電期間とまたため、１以
上の最小通電期間中の全期通電されず、トルク指令信号
に応じた期間通電されることになる。

（実施例） 以下、本発明を実施例により説明する。

第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図であ
る。

本発明の一実施例は第９図に示す従来例においてさらに
、ＰＷＭ信号発生器１に代って外部リセット可能なＰＷ
Ｍ信号発生器１０を接続し、コイル通電論理回路２から
の出力Ｕυ　、ｖｕ、ｗＵ。

ｔｙｔ　　、ＶＬ　　、ＷＬの立上りに同期した出力パ
ルスを発生する立上りパルス発生器１１の出力でＰＷＭ
信号発生器１０をリセットする。

立上りパルス発生器１１は第２図に示す如くコイル通電
論理回路２からの出力Ｕυ　＋ＶＵＷυ　、ｕ、、ｖＬ
　　、ｗＬはコンデンサＣＩ　および抵抗Ｒ１からなる
微分回路１２１〜１２６にそれぞれ供給して微分し、微
分出力でトランジスタＱ５１”Ｑ５６をそれぞれ駆動す
る。トランジスタＱｓ＋〜Ｑ５６のコレクタ出力でトラ
ンジスタＱ５７を駆動する。したがってコイル通電論理
回路２からの出力Ｕｕ　　、Ｖｕ　　、Ｗｕ　　、ＵＬ
　　、ＶＬ　　、ＷＬは微分され、出力Ｕｕ　　、　Ｖ
ｕ　　、Ｗｕ　　、　ＵＬ　　＋　Ｖｔ　　ＩＷＬ　（
７）出力が発生されたときから所定期間、発生出力に対
応するトランジスタＱ５１”Ｑ５６のコレクタ電位は低
下し、この所定期間トランジスタＱｓ＋のコレクタ電位
は高電位となる。

ＰＷＭ信号発生器１０は第３図に示す如く、抵抗Ｒ２と
コンデンサＣ２とからなる時定数回路１３を構成し、コ
ンデンサＣ２の電位とトルク指令信号レベルとを比較す
る比較器ＯＰ＋　　と、比較器ＯＦ＋　からの出力で駆
動されコレクタ出力をＰＷＭ信号として出力するトラン
ジスＱｂｏと、立上りパルス発生器１１からの出力をリ
セット信号として受けて微分するコンデンサＣ３と抵抗
Ｒ３とからなる微分回路１４と、微分回路１４の出力で
駆動されてコンデンサＣ２の電荷を放電するトランジス
タＱ　６１とからなっている。したがって立上りパルス
発生器１１からの出力、すなわちコイル通電論理回路２
からの各出力の立上りに同期したリセットパルスが微分
され、微分出力によってトランジスタＱ　６１がオン状
態に制御されている期間、コンデンサＣ２の電荷はトラ
ンジスタＱ６１を通して放電される。トランジスタＱ　
６１がオフ状態になるとコンデンサＣ２は抵抗Ｒ２を介
して電源電圧ＶＣで充電されていく、コンデンサＣ２の
電圧がトルク指令信号レベルより低い期間はトランジス
タＱｂａはオフ状態に制御されて、高電位出力がトラン
ジスタＱ６Ｇのコレクタから出力され、コンデンサＣ２
の電圧がトルク指令信号レベル以上になるとトランジス
タＱ６Ｇはオン状態に制御されて、低電位出力がトラン
ジスタＱ６１１のコレクタから出力される。したがって
、ＰＷＭ信号は第４図（ａ）に示す如くになる。また、
これに対するコイル通電論理回路２からの出力ＵＵ　　
、ＵＬ　　、ＶＬ。

Ｗｌは第４図（ｂ）、（ｃ）、Ｃｆ）、（ｇ）に示す如
くである。第４図（ｂ）、（ｆ）および（ｇ）からも明
らかな如く、出力ＵＵ　と出力■」とが共に高電位期間
であって、かつＰＷＭ信号が高電位期間、固定子巻線Ｕ
およびＶに電流が流れる、また出力Ｕυと出力ＷＬ　と
が共に高電位期間であって、かつＰＷＭ信号が高電位期
間、固定子巻線ＵおよびＷに電流が流れる。したがって
固定子巻線Ｕに流れる電流波形は第４図（ｄ）に示す如
くになり、トランジスタＱ＋　のコレクタ電圧ＶＣの波
形は第４図（ｅ）に示す如くなる。さらに電源＋Ｖから
流れる電流の波形は第４図（ｈ）に示す如くになる。

しかるに、ＰＷＭ信号の１周期はコイル通電論理回路２
の出力による最小通電期間、本例では３相巻線２相励磁
の場合であって電気角で６０度である。したがって、ト
ランジスタＱ＋　”Ｑ３Ｑ■〜Ｑ１３のオン、オフ周期
は１通電区間に１回である。この結果、ダイオードＤ１
〜Ｄ３　、　ＤＩｌ〜Ｄ１３のスイッチング回数も、Ｐ
ＷＭ信号発生器１０を用いない場合のコイル通電論理回
路から出力による場合のスイッチング回数と等しく、少
なくてすむ、さらにまた、第４図（ｂ）、（ｆ）（ｇ）
から明らかな如くトランジスタＱ＋がオンの期間中にお
いてトランジスタＱＩ２がオフ状態になった場合、次に
オン状態になるトランジスタはＱ１３である。ダイオー
ドＤ２のスイッチング特性が悪くトランジスタＱ＋２が
オフになったときにおいても、さらにダイオードＤＩ２
がオン状態を継続したとしても、次にトランジスタＱ＋
３がオンになるため、ダイオードＤ２を介してスルー電
流が流れることはない、この結果、ダイオードＤ２はス
イッチング回数が少なく、かつスルー電流が流れないた
めに発熱は少なく、電磁的ノイズの発生も少なくてすむ
。

次に本発明の一実施例の変形例について説明する。

第５図は本発明の一実施例の変形例の構成を示すブロッ
ク図である。

本発明の一実施例の変形例において、本発明の一実施例
と同一構成要素には同一の符号を付して示し、その説明
は省略する。

コイル通電論理回路２の出力ＵＬ　　、Ｖ、、ＷＬを立
上りパルス発生器１１Ａに供給して、出力ＵＬ　　、Ｖ
ｌ　　、ＷＬの立上りに周期した出力パルスを発生させ
る。立上りパルス発生器１１Ａは第２図と同様に構成で
きる。この場合、３人力でよい、立上りパルス発生器１
１＾からの出力パルスはリセットパルスとしてＰＷＭ＠
号発生器１０に供給する。

コイル通電論理回路２からの出力Ｕυ　、ＵＬｖＬ、ｗ
Ｌは第６図（ａ）、（ｂ）、（Ｃ）（ｄ）に示す如くで
あり、立上りパルス発生器１１Ａから出力される立上り
パルスは第６図（ｅ）に示す如くである。ここで立上り
パルスは、立上りパルス発生器１１Ａがコイル通電論理
回路２からの出力ＵＬ　　、ＶＬ　　、ＷＬの立上りに
同期した立上りパルスを出力するため、コイル通電論理
回路２の出力による最小通電期間の２倍毎、すなわち電
気角で１２０度毎に出力され、ＰＷＭ信号発生回路から
出力されるＰＷＭ信号の波形は第６図（ｆ）に示す如く
であって、コイル通電論理回路２の出力による最小通電
期間の２倍の周期となる。

固定子コイルＵに流れる電流波形は第６図（ｇ）に示す
如くであり、トランジスタＱＩのコレクタ電圧ＶＣの波
形は第６図（ｈ）に示す如くになる。また、電源＋Ｖか
ら流れる電流波形は第６図（１）に示す如くである。

本発明の一実施例の変形例においても本発明の一実施例
の場合と同様にダイオードＤ１〜Ｄ３、Ｄ目〜０１３の
スイッチング特性が悪くても、スイッチング回数は少な
く、かつスルー電流が流れないため発熱は少なくてすみ
、電磁的ノイズの発生も少ない。

次に本発明の他の実施例について説明する。

第７図は本発明の他の実施例の構成を示すブロック図で
ある０本発明の他の実施例は４相モ一タｌ相励磁方式の
場合の例である。

本発明の他の実施例において、Ｈ，、Ｈｂはロータ軸の
回転位置検出器であり、２＾は４相モ一タ１相励磁方式
の場合のコイル通電論理回路である。コイル通電論理回
路２Ａからの出力ａ。

ｂ、ｃ、ｄはアンドゲートＡｌ　　＊　Ａ２　　＊　Ａ
３Ａ４の一方の入力とし、同時に立上りパルス発生器１
１Ｂの入力とする。アントゲ−）Ａ＋”Ａ４の出力を固
定子巻線Ｌａ　−Ｌｄ　をそれぞれ駆動するトランジス
タＱ４１〜Ｑ４４のベースに供給して、アンドゲートＡ
１〜Ａ４の出力によりトランジスタＱ　ｓ　＋　”　Ｑ
　ｓ　ａを各別に駆動する。立上りパルス発生器１１Ｂ
により出力ａ、ｂ、ｃ、ｄの立上りに同期した立上りパ
ルスを生成し、ＰＷＭ信号発生器１０にセット信号とし
て供給する。

なお、固定子巻線Ｌδ〜Ｌｄにそれぞれダイオードｎａ
−Ｄｄが並列接続しである。

以上の如く構成した本発明の他の実施例において、コイ
ル通電論理回路２Ａの出力ａ、ｂ、ｃ。

ｄは第８図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に示す如く
であり、出力ａ、ｂ、ｃ、ｄを受けた立上りパルス発生
器ｌｉｅからの出力は第８図（ｅ）に示す如くになる。

したがってＰＷＭ信号発生器１０は第８図Ｃｅ）の出力
によってリセットされ、ＰＷＭ信号発生器ｌＯから出力
されるＰＷＭ信号波形は第８図（ｆ）に示す如くになる
。

この結果、固定子巻線Ｌａは出力ａが高電位期間であっ
て、かつＰＷＭ信号が高電位期間駆動される。固定子巻
線Ｌｂ　　、ＬＣ、Ｌｄについても同様である。電源＋
Ｖからの電流波形は第８図（ｇ）に示す如くになる。

しかるにＰＷＭ信号の１周期はコイル通電論理回路２＾
からの最小通電期間、本例では電気角で９０度である。

この間にダイオードＤａ−Ｄｄがそれぞれ１回スイッチ
ングすればよく、ダイオードｎａ−ｎａのスイッチング
回数は減少する。またダイオードＤａ−Ｄｄのスイッチ
ング特性が悪い場合でも固定子巻線Ｌａ−Ｌｄが順次駆
動されるため、オン状態になったダイオードと直列接続
されるトランジスタとが同時にオン状態になることはな
く、ダイオードｎａ　−Ｄｄ　を通してスルー電流が流
れることはなく、発熱も少なくてすむ。

なお、上記した例においては最小通電期間が電気角で６
０度、９０度の場合を例示したが、下表に示す如く、他
の最小の通電期間となるモータの相数、励磁相数により
１８０度、１２０度、７２度、３６度等であっても同様
に構成することができる。

（発明の効果） 以上説明した如く本発明によれば、ＰＷＭ信号の立上り
は通電制御信号と同期させ、かっＰＷＭ信号の周期を１
以上の最小通電期間としたため、１以上の最小通電期間
中の全時間通電されず、トルク指令信号に応じた期間通
電されることになって、スイッチング手段のスイッチン
グ回数は減少し、スイッチング手段の発熱も減少し、か
つ電磁的ノイズの発生も減少する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の構成を示すブロック図。 第２図は本発明の一実施例に適用する立上りパルス発生
器の回路図。 第３図は本発明の一実施例に適用するＰＷＭ信号発生器
の回路図。 第４図は本発明の詳細な説明に供するタイミングおよび
波形図。 第５図は本発明の一実施例の変形例の構成を示すブロッ
ク図。 第６図は本発明の一実施例の変形例の作用説明に供する
タイミングおよび波形図。 第７図は本発明の他の実施例の構成を示すブロック図。 第８図は本発明の他の実施例の作用説明に供するタイミ
ングおよび波形図。 第９図は従来例の構成を示すブロック図。 第１０図はコイル通電論理回路のタイミング図。 第１１図は第９図に示した従来例の作用の説明に供する
タイミングおよび波形図。 第１２図は従来例の構成を示すブロック図。 ２および２Ａ・・・コイル通電論理回路、１０・・・Ｐ
ＷＭ信号発生器、１１，１１＾および１１８・・・立上
りパルス発生器、Ｄ１〜Ｄ３　。 ＤＩ＋”’０１３およびＤａ−Ｄｄ・・・スイッチング
手段としてのダイオード、Ｑ＋　＝Ｑ３　、Ｑ＋＋〜Ｑ
＋３．Ｑ２１〜Ｑ２３．Ｑ４１ＮＱ４４．Ｑ５１ＮＱ５
７゜Ｑ６０　＋　Ｑ６１・・・トランジスタ、Ａ１−Ａ
４・・・アンドゲート、 Ｕ、Ｖ、ＷおよびＬ　ａ　”　Ｌ　ｄ・・・固定子巻線
。 出　　　願　　　人

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　ロータ軸の回転位置を検出する回転位置検出器からの
   出力に伴なう固定子巻線への通電制御信号の一部をトル
   ク指令信号に伴なうＰＷＭ信号により断続する直流ブラ
   シレスモータの速度制御方法において、ＰＷＭ信号の立
   上りを通電制御信号と同期させ、かつＰＷＭ信号の周期
   を１以上の最小通電期間としたことを特徴とする直流ブ
   ラシレスモータの速度制御方法。