JPH02223207A - 自己等化多段無線周波数電力増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） この発明は、無線周波数電力増幅器、及び特に無線周波
数多段電力増幅器の直線性及び効率を増加するため前記
増幅器内で使用されるノブ法に関する。

（この発明が解決しようとする課題） 多段無線周波数電力増幅器は通信および他の電子的応用
に幅広くしようされている。これらの増幅器は２個以上
のカスケード接続増幅段で構成され、各増幅段は段利得
として知られる量だけその段の人′力に供給される信号
のレベルを増加する。

それ故に、多段増幅器出力は段利得の積だけ増加される
入力信号の復製である。理想的には、振幅が増加した入
力信号の完全な複製が増幅器出力に現われる。

しかしながら、実陛の増幅器は転送特性においである程
度の非線形を有している。この非線形は出力信号に歪を
生じさせることとなり、それ故に入力ｉＡ号が完璧に複
製されない。この歪の出現は原入力には存在しなかった
周波数において相互変調成分として知られる疑似信号成
分を発生する。これら相互変調成分は電力増幅器を使用
するシステムの性能に有害な影響を与える。

直線性を増加し、それによって相互変調成分の発生を減
じるために２つの基本的な対策が以前になされていた。

第１の対策は増幅段の各々のＡ級動作である。このＡ級
動作は最高の直線性を示すが、効率が非常に悪く、高い
温度放散特性を有するために実用的でない。第２の一般
的な対策は分離直線性回路の採用である。フィードフォ
ーワード、フィードバック、および前歪直線化器が一般
的に使用される。分離直線化器の採用はいくつかの重大
な不利益をもたらす。それは増幅器のコストを増加し、
時間及び環境変化にわたり増幅器の問Ｈの変化に追従す
るために造雑な同調及び整合を８堡とする。更に、多段
増幅器によって可能な直線化の程度が各段によって発生
される歪の非線形結合によって制限される。

従って、この発明の目的は、上記欠点を鑑みて達成され
、多対のカスケード段において発生する相互変調成分が
逆位相となるように設計された増幅器を提供し、相互変
調成分が互いに相殺し、増幅器の動作レンジにわたり成
分レベルを減少する電力増幅器を提供することにある。

（課題を解決するためのｆ・段及び作用）この発明によ
ると、個々の段に関連する相互変調出力成分を内部的に
１８００位相をずらせ、互いに相殺させる回路を採用す
ることにより、無線周波数多段電力増幅器の直線性及び
歪が改善される。

多段無線周波数電力増幅器と関連する相互変調出力成分
を除去するために使用される方法が通常２つのステップ
を採用している。第１ステップにおいて、高電力出力段
が効率、直線性及び電力出力について最適化される。こ
の最適化は次のステップを含んでいる。即ち、（１）増
幅装置（トランジスタ）の選択、（２）増幅装置バイア
ス電圧の選択、（３）入出力同調整合回路の設計、およ
び（４）バイアス回路の設計を含む。この最適化が完了
した後に第２ステップ、即ち多段無線周波数電力増幅器
の駆動段と関連する入出力同調回路を形成する索子−の
値を適切に選択することが採用される。これらの同調回
路の適正な素子選択によって、駆動段と関連する相互変
調出力成分が高電力段相互変調成分に対して位相がずれ
る。

（実施例） 第１図を参照すると、駆動段１２および高電力出力段１
４を有する２段増幅器１０が示されている。無線周波数
信号はキャパシタＣ４を介して増幅器１０に入力される
。Ｃ４の目的は直流電流限１１・、とじて作用すること
にある。更に、信号は駆動段】２と関連する第１入力同
調回路１６を通過する。この入力同調回路１６はインダ
クタＬ５およびキャパシタＣおよびＣ６により構成され
る。

トランジスタＴつは入力信号を増幅し、それを出力同調
回路１８の入力に供給する。

直流電圧Ｖ　　は抵抗Ｒに印加される。抵抗Ｒｂ １、Ｒ２およびＲ３とキャパシタとの結合回路はバイア
ストランジスタＴ１に作用する。電圧はＴ１のコレクタ
に現れ、バイアスをかけるためにトランジスタＴ２のベ
ースに転送される。トランジスタＴ１からのコレクタ電
圧の転送はインダクタＬ　およびＲ３によって達成され
る。キャパシタＣ２、Ｃ３は接地極への交流電流分岐と
して作用する。

駆動段１２と関連する出力同調回路１８はインダクタＬ
６およびキャパシタＣ９およびＣ１ｏによって形成され
る。キャパシタＣは直流阻止として作用し、駆動段の出
力をサーキュレータ装置２０に接続する。このサーキュ
レータは無線周波数電力増幅器の駆動段１２と高電力段
１４との間に無線周波数分離を形成する、。

サーキュレータ装置の出力は直流阻止として作用するキ
ャパシタＣに接続される。キャパシ夕Ｃの出力はＨｌと
しそ示されたハイブリッド回路に接続される。このハイ
ブリッド回路はキャパシタＣのシングルエンデツド出力
を取り込み、この出力を・１４南信号に変換する。ハイ
ブリッド回路Ｈ１の出力は高電力出力段１４の入力同調
回路への双入力として寄りする。高電力段１４と関連す
る入力同調回路２２はインダクタＬ７およびＬ　並びに
キャパシタＣおよびＣにより構成される。高電力段と関
連する増幅装置はＴ　およびＴ５のプッシュプルペアト
ランジスタ回路により構成される。

トランジスタＴ　は抵抗ＲＲおよびＲ６゜３　　　　　
　　４゛　　　５ 直流電圧Ｖ　　およびキャパシタＣによってｂｂ　　　
　　　　　　　１３ バイアスされる。トランジスタＴ３のコレクタと関連す
る出力電圧はバイアス目的のためのトランジスタＴ　お
よびＴ５のベースに印加される。トランジスタＴ３のコ
レクタと関連する電圧はインダクタし　　およびＬ　　
によってトランジスタＴ４のベースに印加される。キャ
パシタＣおよびＣは不所望な交流を接地に分岐する。ト
ランジスタＴ３のコレク式・らトランジスタＴ５のベー
スへの電圧の転送はインダクタＬ９およびＬ　　によっ
て行なわれる。直流電圧Ｖ　　はバ１５　　　　　　　
　　　　　　　　　ｃｃイアス目的のためのトランジス
タＴ４およびＴ５のコレクタに印加される。トランジス
タＴ４への電圧印加はインダクタＬ　　およびＬ　　に
よって行なわれる。キャパシタＣおよびＣは２０　　　
２】 不所望な交流を接地に分岐する。電源Ｖ　　から　Ｃ トランジスタＴ５のコレクタへの電圧転送はインダクタ
し　　およびＬ　　によって行なわれる。

１２　　　１に の高電力段１４と関連する出力同調回路２４はインダク
タし　　およびＬ　　並びにキャバシりＣおよびＣを有
する。この出力同調口路２４の出力信号はハイブリッド
回路Ｈ２に接続される。ハイブリッド回路Ｈ２は入力信
号を平衡影信号からシングルエンデツド信号に変換する
。

ハイブリッド回路Ｈ２の出力は直流阻止目的のためのキ
ャパシタＣに接続される。キャパシタＣ，９の出力は２
段無線周波数電力装置１０と関連する無線周波数電力出
力信号である。

この発明の方法は簡（１１な例によりよく理解できる。

第１図によると、この無線周波数電力増幅器の高電力段
１４の電力出力、効率及び直線性を最大にするためにキ
ャパシタＣ１６’　　　１７”ＩおよびＣの素子値と共
にインダクタＬ７゜ＬＬ　　　およびＬ　　の素子値を
選択する。

８’　　　１４　　　　１３ 実際、これは周波数が高電力出力段１４にχ・Ｉして若
干オフセットしている２つの等振幅正弦波により＋５成
される入力テスト信号を供給することによって行なわれ
る。入力の電力レベルが増加すると、出力信号のレベル
および相互変調成分がＡＰｊ定される。代表的な測定結
果が第２図に曲線１として示される。例えば、応用によ
って特定される必要な出力電力は図に示されている。他
の同調及びバイアス状態は第２図に曲線２および３で示
したように入力電力の異なるレベルに対して同じ出力電
力、直流／無線周波数変換効率およびキャリア／相互変
調電力率を与える。高電力段１４の入力及び出力同調回
路１６．１８の素子値の選択毎に、入力車力関係の関数
としての相互変調電力は入力電力が増加するに従ってゼ
ロを示す。ゼロ未満の入力レベルに対する相互変調成分
の位相は第２図に＋及び−記号によって示されたように
ゼロを越える位相とは逆になる。高電力段がより高い出
力電力に最適化されるので、ゼロは右にシフトし、相互
変調特性は第２図に示すようになる。高電力段の同調は
直流／無線周波数変換効率およびキャリア／相互変調電
力率間の最善の折衷を選択することに基づいている。こ
の同調は出力信号が必要出力電力レベルに達する点の右
にゼロを位置付することになる。この基準を用いると、
相互変調ゼロが、出力信号が必要出力電力レベルに達す
るこの点の右側にあるので、曲線２に対応する同調が選
択される。

一度、これら素子が選択されてしまい、高電力段１４の
効率、直線性および電力出力が最適化されてしまうと、
駆動段１２の入力及び出力同調回路１６．１８の素子値
が選択される。これら回路はインダクタし　およびＬ６
並びにキャパシタＣ５、Ｃ６，Ｃ９，およびＣにより構
成される。

これら素子の値は駆動段１２に関連する相互変調歪出力
成分を高電力段１４に関連する相互変調歪出力成分から
１８０’位相をずれさせるように選択される。駆動段１
２のこれら相互変調出力成分は高電力段１４の相互変調
出力成分を消去する。

相互変調出力成分のこの消去は以前より大きな直線性及
び大きな効率を有する全体無線周波数電力増幅装置を提
Ｏ処することになる。

実際には、これは出力段と同じ処置を用いて初期に設計
され、特徴付られた駆動段を用いることにより達成され
る。種々の同調およびバイアス状態に対する信号入力、
出力、および相互変調特性の一体が決定される。駆動段
のために選択される同調及びバイアス条件は所望の動作
点の左に相互変調電力ゼロをもたせた必要出力電力を生
成するものである。故に、駆動段からの相互変調成分は
動作領域にわたり出力段の相互変調成分に対して逆位相
となる。動作点の左側のゼロを注目。二段増幅器の結果
動作特性が第４図に示されている。

２つのゼロ間の電力入力レベルに対して、二股増幅器の
出力相互変調成分は減じられまたは除去される。なぜな
らば、駆動（入力）段および出力段の関連相互変調出力
成分が＋および一記号により示されるようにこの動作領
域において逆位相となるからである。

次の表１は満足な結果を与えた装置の素子のいくらかの
表示値および詳細を示している。

表１ １）駆動段 項目　　　　　詳細／値 Ｔ２　　　　　、ＭＲＡ Ｃ５２，６ Ｃ６１８ Ｌ５　　　１６ Ｃ９７１ ＣＩＯ７，５ Ｌ６　　　　１３．５ ２）出力段 Ｔ４　　　　　　ＭＲＴ Ｔ５　　　　　　ＭＲＴ ０２０４−６０ＶＨ ｐ、　　ｆ。

ｐ、　　ｆ。

ｎ、　　ｈ。

ｐ、　　ｆ。

ｐ、　　ｆ。

ｎ、　　ｈ。

０２０４−１１０Ｖ ０２０４−１１０Ｖ Ｃ１６１８ｐ、ｆ。

Ｃ１７８２ｐ、ｆ。

Ｌ７　　　　　　　　　　　７　　　　　ｎ、　　ｈ。

Ｌ８　　　　　　　　　　　７　　　　　ｎ、　　ｈ。

Ｃ１８１５０ｐ、ｆ　。

Ｃ１９３０ｐ、ｆ。

Ｌ１３　　　　　　　　１３　　　　　ｎ、ｆ。

Ｌｌｌ　　　　　　　　１３　　　　　ｎ、　　ｆ。

上記表から、この発明は多段無線周波数電力増幅装置に
関連する内部素子の値を選択することにより同装置を高
直線性および高効率にできる。

（発明の効果） この発明によると、個々の段に関連する相互変調出力成
分を内部的に１８０°位相をずらせ、互いに相殺させる
回路を採用することにより、無線周波数多段電力増幅器
の直線性及び歪が改善される。

尚、この発明は特定の例と関連して説明されているが、
請求の範囲より限定された以外の限定は意図していない
。この発明は発明の主旨から逸脱しないで種々に変形す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例に従った二段無線周波数電
力増幅装置の電気回路図、第２図は出力段の同調を説明
するための特性図、第３図は同調後の駆動膜量出力電力
レベル及び関連用互変、要電力レベル並びに位相角を示
す図、そして第４図はこの発明の方法が行なわれた後の
所定出力電力信号に対する増幅器の出力及び駆動段の相
互変調成分に関連する電力レベル及び位相角を示す図で
ある。 １０・・・二段増幅器、１２・・・駆動段、１４・・・
高電力出力段、１６・・・入力同調回路、１８・・・出
力同調回路、２０・・・サーキュレータ、２２・・・入
力同調回路、２４・・・出力同調回路。

Claims (16)

【特許請求の範囲】
1. （１）高電力段に結合される駆動段を有し、各段が相互
   変調歪出力成分を有する無線周波数電力増幅回路におい
   て、 前記成分が前記高電力段の出力の前記相互変調歪成分に
   対して１８０°位相がずれ、それによって前記２つの段
   の前記相互変調歪成分出力が互いに相殺されるように前
   記駆動段の出力の前記相互変調歪成分を内部的に形成す
   る手段が設けられることを特徴とする無線周波数電力増
   幅回路。
2. （２）前記回路手段は前記駆動段のトランジスタに接続
   される２つの第１同調回路と前記高電力段の少なくとも
   １つのトランジスタに接続される２つの第２同調回路と
   により構成され、前記第１同調回路は前記駆動段の相互
   変調成分出力を前記高電力段の相互変調成分出力により
   相殺させるために選択された値を有する素子を有し、前
   記第２同調回路は前記高電力段が効率、直線性および電
   力に対して最適となる値を有する素子を有することを特
   徴とする請求項１に記載の電力増幅回路。
3. （３）前記トランジスタはバイポーラである請求項１に
   記載の電力増幅器。
4. （４）前記同調回路は各々誘導性容量性ネットワークに
   より構成される請求項１に記載の電力増幅器。
5. （５）前記高電力段はプッシュプル増幅器である請求項
   １に記載の電力増幅器。
6. （６）前記無線周波数増幅器の前記駆動段および前記高
   電力段は循環器装置により共に結合される請求項１に記
   載の電力増幅器。
7. （７）前記高電力段の出力信号を平衡信号からシングル
   エンデッド信号に変換するため前記高電力段の前記出力
   に接続されるハイブリッド回路手段と、前記入力信号を
   平衡化するために前記高電力段の入力に接続されるハイ
   ブリッド回路手段を更に含む電力増幅器。
8. （８）前記トランジスタはＦＥＴである請求項１に記載
   の電力増幅器。
9. （９）トランジスタの入力に接続される入力同調回路と
   、前記トランジスタの出力に接続される出力同調回路と
   、前記トランジスタをバイアスするため前記トランジス
   タに接続されるバイアス手段と、直流電流を阻止するた
   めに前記駆動段の入力及び出力に接続される容量性回路
   手段とにより構成される駆動段と、 直流電流を阻止するために前記高電力段の入力及び出力
   に接続される容量性回路手段と、ベアトランジスタプッ
   シュプル増幅回路と、前記プッシュプルベアトランジス
   タ増幅器の出力に接続される出力同調回路と、前記プッ
   シュプルベアトランジスタ増幅器の入力に接続される入
   力同調回路と、前記ベアトランジスタプッシュプル増幅
   回路のトランジスタをバイアスするためのバイアス手段
   と、前記入力信号を平衡化するために前記入力同調回路
   の入力に接続される第１ハイブリッド回路手段と前記出
   力信号を平衡化信号からシングルエンデッド信号に変換
   するために前記出力同調回路の出力に接続される第２ハ
   イブリッド回路手段とにより構成される高電力段と、 電気的絶縁を得るために前記駆動段の出力を前記高電力
   段の入力に接続するサーキュレータ装置と、により構成
   され、 前記駆動段の前記同調回路は前記駆動段の出力の前記相
   互変調歪成分に、前記高電力段の出力の前記相互変調歪
   成分に関連する位相角から１８０°反対の位相角をもた
   せるために設定された素子値を有する、 電力増幅回路。
10. （１０）前記駆動段の入力及び出力同調回路は誘導性−
    容量性ネットワークにより構成される請求項８に記載の
    電力増幅回路。
11. （１１）前記高電力段の前記入力及び出力同調回路は誘
    導性−容量性ネットワークにより構成される請求項８に
    記載の電力増幅回路。
12. （１２）多量段固体無線周波数電力増幅器の個々の段の
    各々の出力に帰因する相互変調成分を除去するために前
    記電力増幅器の段を共に結合する方法において、 効率、直線性及び電力出力を得るために高電力段を同調
    する第１ステップと、 発生する前記相互変調成分が前記段の前記相互変調出力
    成分が互いに相殺されるように前記高電力段に発生する
    相互変調成分よりも交番位相角となるように前記駆動段
    を同調する第２ステップと、により構成されることを特
    徴とする結合方法。
13. （１３）前記高電力段は少なくとも１つのトランジスタ
    を有し、このトランジスタに入力及び出力同調回路が接
    続される請求項１１記載の結合方法。
14. （１４）前記第１ステップは前記高電力段の効率、直線
    性及び電力出力を最適化するために前記入力及び出力同
    調回路の素子値を選択するステップを含む請求項１２に
    記載の結合方法。
15. （１５）前記駆動段は少なくとも１つのトランジスタを
    有し、このトランジスタに入出力同調回路が接続される
    請求項１３に記載の結合方法。
16. （１６）前記第２ステップは前記駆動段に関連する前記
    相互変調歪出力成分の位相角を前記高電力段の歪出力成
    分に対して１８０°にさせるために前記駆動段の前記入
    力同調回路の素子値および前記駆動段の前記出力同調回
    路の値を選択するステップを含む請求項１４に記載の結
    合方法。