JPH02223823A - 質量流量変換器のための駆動出力回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野］ 本発明は、コリオリ形質量流量変換器などの質量流量変
換器のための駆動出力回路に関する。

〔従来の技術〕

コリオリ形質量流量変換器のような質量流量変換器の例
としては、ＧＢ　（英国特許）　−Ａ−２，２０２，６
３１号、ＧＢ−Ａ−２，１９２，７１４号、ＧＢ−Ａ−
２，２１２，６１３号に記載されるものがある。それら
の変換器の詳細は、本発明には関連しない。駆動信号に
よって振動管の共振周波数で振動管が駆動されるという
ことが知るに足りる。ここで、駆動信号は駆動コイルま
たは他の変換器（例えば圧電変換器）に使用される。そ
して、振動管が、一定の間隔に配置された２つのピック
アップコイルまたは他の変換器（例えば光ピツクアップ
）を備えている。振動管における質量流量率は、２つの
信号の位相差の比のリニアな関数である。ここで、２つ
の信号は、２つのピックアップコイルにより、共振周波
数の状態で供給される。

〔発明が解決しようとする課題〕

そのような変換器により供給されるデータは、通常、パ
イプラインを流れる流体の容積の供給に関して充満する
ための根拠を与える。ここでは、測定が非常に正確であ
るということを確実にする必要がある。比較的に小さな
誤差が、容積の供給に関する費用において、大きな合計
金額に対応する。

本発明の目的は、変換器に対して駆動信号を供給し、か
つ必要とする目的を満足させ得る比較的簡単な構成の駆
動出力回路を提供するにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の駆動出力回路は、質量流量変換器において一定
の間隔に配置されているピックアップ変換器から供給さ
れる２つの入力信号に応じて前記質量流量変換器の駆動
変換器に対して駆動信号を供給するための組み合わされ
た出力回路及び駆動回路であって、前記２つの入力信号
の少なくとも１つから第１の信号を形成しかつ前記２つ
の入力信号から差信号を形成するための手段と、前記第
１の信号により制御されると共に前記駆動信号と、互い
に直角位相である第１及び第２の乗算信号とを供給する
ための位相ロックドループ発振回路と、前記第１の信号
と前記差信号とに前記第１の乗算信号と前記第２の乗算
信号とを夫々乗算して２つの積信号を形成するための手
段と、前記２つの積信号を濾波して位相差すなわち質量
流量率に関係する２つの測定電圧を得るためのローパス
フィルタ手段とを夫々具備する。

入力信号の振幅は正確にバランスされることが望ましい
。例えば、±０．５％にバランスされることが望ましい
。仮に、変換器がこのバランスを達成することができな
いならば、バランス制御手段が設けられてもよい。

〔実施例〕

本発明は多くの態様で実行されるものである。

以下に説明する好ましい実施例において、複数の乗算信
号はスイッチング波形であり、それぞれの乗算手段はス
イッチング形の乗算器である。この乗算器は乗算手段に
供給される信号の非反転バージョンと反転バージョンと
を切り換えるものである。供給される信号は、関連する
スイッチング波形を乗算するために乗算手段に供給され
ている。

第１の選択において、複数の乗算信号はアナログ信号で
あり゛、それぞれの乗算手段はアナログの乗算器である
。第２の選択において、複数の乗算信号はメモリ手段か
ら読み出されるディジタル値であり、この読み出しは、
発振回路により制御されるアドレッシング手段に応答し
て、サイクリングに行なわれる。そして、各乗算手段は
乗算ディジタルアナログ変換器である。

以下、本発明を実施例により、図面とともに詳細に説明
する。

第１図は本発明の駆動出力回路の一実施例を示すブロッ
ク図である。

第１図において、人力１０′と入力１１’とは２つのピ
ックアップ変換器１０と１１とに接続されている。また
、出力１２′は上記した公知の質量流量変換器２の駆動
変換器１２に接続されている。質量流量変換器２は、ヘ
ローズ３．５によって２つのフランジ７．９から隔離さ
れた管６を備え、そのフランジ７．９は管６をパイプラ
インに接続するのに用いられる。管６は２つの質量４に
よって設定された２つの節８の間で振動する。そして、
管６はその中央に配置されている駆動変換器１２により
共振周波数で励起されている。ピックアップ変換器１０
．１１は、駆動変換器１２の両側で管６の振動を検出す
る。ピックアップコイルｌ０１１１は、バランス調節手
段１３に用いられる２つの入力信号を供給する。このバ
ランス調節手段１３は調節可能な複数のポテンショメー
タとして図示されている。バランスされた複数の入力信
号は、非常に高い利得を有する差動アンプ１４と、高い
利得を有する加算アンプ１５とに供給される。差動アン
プ１４は差信号りを出力し、加算アンプ１５は和信号Ｓ
を出力する。

電圧制御発振ｈ　（ＶＣＯ）１６は相互に直角位相であ
る第１と第２の乗算信号Ｑ、１を供給する。

これらのＱ、■はスイッチング波形の形となっている。

信号■はスイッチング形の乗算器１７において和信号Ｓ
と乗算され、乗算器１７は誤差信号Ｅを出力する。誤差
信号Ｅはローパスフィルタ１８により平滑され、ローパ
スフィルタ１８は、通常の位相ロックドループ回路内で
、制御電圧を■Ｃ０１６に供給する。ＶＣＯ１６の発振
周波数はこのようにして質量流量変換器の共振周波数に
ロックされ、そして信号■はアンプ２０とドライブコイ
ル１２を介して、質量流量変換器を駆動するために用い
られる。

和信号Ｓはスイッチング形の乗算器２１において直角位
相の乗算信号Ｑと乗算されて、第１の積信号Ｐ、が形成
される。差信号りは別のスイッチング形の乗算器２２に
おいて同位相の乗算信号Ｉと乗算されて、第２の積信号
Ｐ、が形成される。

２つの積信号Ｐｓ、ＰｏはＳそれぞれローパスフィルタ
２３．２４に供給される。ローパスフィルタ２３は和出
力電圧■、を出力し、ローパスフィルタ２４は差出力電
圧■。を出力する。それらの出力電圧は、２つのピック
アップ１０．１１での振動の間の位相差に対応し、それ
故に、質量流量率に関係する。それらは質量流量率及び
変換器を通して流れる流体の濃度が検知される基礎出力
データを提供する。出力ユニット（ＯＵＴＰＵＴ　ＩＩ
ＮＩＴ）　　２５は、方形波信号ににおける温度測定に
より、■、と■。とを処理するために配されている。こ
の方形波信号の周波数は、駆動周波数（流体の濃度に依
存する）によって決定され、方形波信号のマーク−スペ
ース比は、■、に対する■。の比で直線的に変化する。

■。＝０のときのデータのマークスペース比は、不変で
あり（デユーティ比は５０％である。）、出力ユニット
２５の出力でのマーク−スペース比は１　＋（ｖｏ　／
ｖｓ　）で与えられる。

上記出力方形波信号は、変調器／電源ユニット（ＭＯＤ
）２６に供給される。この変調器／電源ユニット２６は
、駆動出力回路のための操作電圧を供給し、電力線２７
に信号を入れる。この電力線２７によって信号線を別途
必要とすることなく、上記出力方形波がリモートステー
ションに伝達される。

差信号りはスイッチング形の乗算器２８において信号Ｑ
と乗算されて、バランス制御信号Ｃが出力される。この
信号Ｃはローパスフィルタまたは積分器２９で平滑され
た後に、バランス調節手段１３を制御するために用いら
れる。それらの手段の実施は第２図で示される。（第２
図はより詳細にバランシング回路を示す図である。）２
つの入力信号は、オペアンプ３０によって、２つの分圧
回路ｙ４３１に供給される。２つの分圧回路網３１から
差動アンプ１４における使用のために２つのバランス入
力信号１．、Ｉ２が取り出される。加算アンプ１５を構
成するオペアンプの一方の入力である実際のアースに分
圧回路網３１は共に接続される。

各分圧回路網３１は、上部と下部とのＦＥＴ３２Ｕ、３
２Ｌとを含む。バランス制御信号は、ローパスフィルタ
２９によって平滑されて信号Ｃ′になる。このローパス
フィルタ２９は帰還部にコンデンサを有するオペアンプ
により構成される。

制御信号Ｃ′は、第２図における、左側の分圧回路網３
１の上部のＦＥＴ３２　Ｕと、右側の分圧口Ｂ’Ａ３１
の下部のＦＥＴ３２Ｌとを制御する。反転アンプ３３に
よって供給される反転された制御信号Ｃ“は、他の２つ
のＦＥＴを制御する。一方の検出における信号Ｃ′の変
化が入力信号１．を増加させるとともに入力信号１２を
減少させ、他方の検出における変化が入力信号１１を減
少させるとともに入力信号Ｉ２を増加させるということ
が、容易に理解できる。それによって、所望のバランス
制御が得られる。

バランス調節手段１３を詳細に構成することによって、
導かれる異なった位相が非常に小さい（７００ｔｌｚで
、２：１アンバランス補正に対して０゜０００３°）と
いうことが保証される。この理由の１つとしては、その
出力インピーダンスが低くかつほぼ一定であるという事
実が挙げられる。これに対する解決の糸口は、向いあっ
て駆動されるＦＥＴ３２Ｕと３２Ｌ（右側）、ＦＥＴ３
２Ｕと３２Ｌ（左側）の２組にある。

次に、第３図は発振回路と乗算回路の詳細を示す図であ
る。

第３図において、ＶＣＯ１６、フィルタ１８及び乗算器
１７．２１．２２．２８の詳細が示されており、それぞ
れの乗算器において、場合によっては、制御信号ｌまた
は制御信号Ｑは、差信号りと反転アンプ３５により供給
される反転される差信号Ｄ′とを切り換え、あるいは、
和信号Ｓと反転アンプ３６により供給される反転された
和信号Ｓ′とを切り換える。発振器１６は２つのＤタイ
プフリップフロップ３７．３８にクロックを供給する。

第１のフリップフロップ３７の反転出力は、第２のフリ
ップフロップ３８の人力に供給される。

第２のフリップフロップ３日の非反転出力は第１のフリ
ップフロップ３７の入力に供給される。その結果、２つ
のフリップフロップ３７．３８の出力は、発振器１６か
ら供給されるクロックパルス列の周波数の区で、直角位
相にある信号Ｉと信号Ｑとを形成する。

図示しないが、ロック検出及び発振器走査回路が、走査
の初期に発振器周波数を強制するために配されてもよい
。発振器周波数が強制されるのは、位相ロックが達成さ
れ、和電圧■、が無視し得なくなるまでである。

次に、第４図は出力回路の詳細を示す図である。

第４図において、信号Ｉはデュアル切換スイッチ４０を
駆動するために用いられる。そして、このデュアル切換
スイッチ４０は、２つのターミナル４１に対して、正極
と負極との供給電圧を交互に切り換える。この２つのタ
ーミナル４１は第１図の駆動コイル１２に接続するため
のものである。

このようにして、位相ロックドループ発振回路によって
決定される周波数でのバランスされた駆動が提供される
。和電圧■ｓはトランジスタ４２を制御して駆動振幅を
制限する。それによって、電源電圧に近づく電圧■３が
大きくなるのを妨げる。

電源電圧への接近により電圧■、のゆがみがもたらされ
る。

第１図の出力ユニット２５は、Ｄタイプフリップフロッ
プ４４などによって構成される。このＤタイプフリップ
フロップ４４は、信号Ｉによってセットされ、積分器４
３の出力によってリセットされる。フリップフロップ４
４の反転出力と電圧■、との積とは、積分器４３によっ
て入力電圧Ｖ。

に加算される。・フリップフロップ４４の反転出力と電
圧Ｖ、との積は、フリップフロップの出力で駆動される
スイッチング乗算器４５と、供給される電圧■３と■、
′とによって形成される。ここで、■、′は反転電圧４
６によって反転された■。

である。フリップフロップ４４のリセットが生じた時に
、フリップフロップ４４の期間を通して、瞬時において
マーク−スペース比がｔ＋　（ＶＯ／Ｖ、）であること
いう関係を設定するように調節する。

フィルター２３とフィルター２４は、分路コンデンサに
関連した帰還路を有するオペアンプで構成されてもよい
。とくに、フィルタは、３極ヘツセルフイルタであって
よい。それらのフィルタは、動作する周波数から雑音を
除去し、期間を通して位相の読取りを平均化する。それ
らは、必要とする応答時間を達成することができる、で
きるだけ低いカットオフ周波数を有するべきであって、
例えば、約１１１ｚのカットオフ周波数である。

特に、バランス１１節手段１３が用いられるときに、和
信号Ｓは入力信号１１と１２との中の１つによって置き
換えられてもよい。

第３図の乗算器は、ありのままに示されている。

実際上、それぞれのサイクルにおいて、それらは（１、
−１〕で差信号りまたは和信号Ｓのサンプルを乗算する
。値（１、−１〕の対は、正弦波にたいして可能な最も
粗い近似である。ここで、この正弦波はナイキストの定
理により許容される正弦波である。より良い近似は、正
弦波に対して〔０，１、Ｏ，−１３のフオームであり、
余弦波に対して（１、０，−１、Ｏ）のフオームである
。

第３図の装置は、これに基づいて、容易に変形可能なも
のである。基本■ＣＯクロック周波数は、振動する管６
の共振周波数の８倍であることが必要である。同程度に
良い近似は、実例を挙げて説明すると、正弦波に対して
（０，１、１、０゜１−１３のフオームであり、余弦波
に対して（１、Ｏ，−１、−１、０，１〕のフォー、ム
である。

基本■ＣＯクロック周波数は共振周波数の１２倍である
ことが必要である。

含まれる乗算器だけが、■、−１及び０であるかぎり、
第３図におけるテクニック、すなわち正極と負極のアナ
ログ値の単純なスイッチングが用いられてよい。しかし
ながら、アンプ１４．１５で実行される乗算は、ディジ
タル的に完全に実行され得る。このように、■ＣＯは質
量流量検知管の振動の周波数の適当な倍数で作動するよ
うに設定される。そして、その出力はそれぞれのＡ／Ｄ
コンバータにトリガして用いられる。ここで、Ａ／Ｄコ
ンバータはアンプ１４．１５のそれぞれの出力をサンプ
リングする。このようにして得られたディジタルのサン
プルは、上記したような形状の粗いディジタルの正弦波
及び余弦波に乗算されることができ、このため単純なス
イッチが必要となる。このスイッチは単純な加算及び減
算に用いられて所望の積が得られる。そして、フィルタ
２３．２４．２８及び２９は、ディジタルフィルタに置
き換えられる。

駆動出力回路は、電気回路の構成部分を含んで変形され
てもよい。その電気回路の構成部分は、変調器２６によ
って供給される出力信号に、変換器の振動要素の温度が
この振動要素に結合された白金抵抗温度計によって検出
されたとき、この温度を表わす追加マーク−スペース信
号を加えるものである。これによって、質量流量測定に
おいて振動要素のヤング率の温度による変化に対して補
正を行うことができる。温度信号を提供する電気回路の
構成部分は第５図に示されている。（第５図は変形され
た質量流量変換器回路を示す図である。）第５図は第１
図の変調器２６をもまた示しており、この変調器２６に
温度信号を伝達するために必要な変形が設けられている
。温度信号を提供する電気回路の構成部分は、基本的に
第４図の構成要素４３．４４．４５に基づく同様の回路
である。そして、第３図と第４図とにおける信号１の反
転化によって、上記の電気回路の構成部分は駆動される
。（例えば、信号Ｉの反転化は第３図におけるＤタイプ
フリップフロップ３８の反転Ｑ出力から得られるもので
ある。） このように、第５図は白金抵抗温度計５０と、フリップ
フロップ５２により駆動される結合された乗算器５１と
を示す。ここで、このフリップフロップ５２は反転され
た信号Ｉによってクロックを供給される。（第３図中の
フリップフロップ３８から反転された信号Ｉが得られる
。）積信号はローパスフィルタ５３で平滑にされ、フリ
ップフロップ５２のＳ入力に供給する。このフリップフ
ロップ５２のＱ出力は、■信号とともにナントゲート５
４に用いられる。ナントゲート５４は変調器２６に制御
人力を供給する。Ｘ点（第４図に示す。）は、フリップ
フロップ４４のＳ入力に接続される。このフリンブフロ
・〉ブ４４の反転Ｑ出力はインバータ５５で反転される
。変調器２６中の乗算器スイッチ５６を制御するために
、インバータ５５の出力は用いられる。

第６図は、この回路によって送信されるパルスのパター
ンを示している。正極性パルス６０は、変換器の周期（
ピリオド）を確定する。第１の負極性パルス６１は、正
極性パルスの発生後の間隔Ｔ２で生じる。そして、この
第１の負極性パルス６１は次の関係に一致して位相上方
を表わす。

位相−７（０，４７Ｔｚ　／Ｔ） 第２の負極性パルスは、正極性パルスの発生前の間隔Ｔ
ｆｆで生じる。そして、この第２の負極性パルスは次の
関係に一致して温度計の抵抗を表わす。

抵抗＝２７０　（Ｔ３　／Ｔ）　十ｓ　ＯＲ。

第７図は選択しえる別の出力回路を示すものであって、
その出力回路において、水晶発振器７０と分周回路（Ｆ
ＲＥＱ、ＤＩＶ、）７１とは、１２００Ｈｚの信号「。

をエツジトリガ位相検知器（ＤＥＴ）７２に供給する。

このエツジトリガ位相検知器７２の出力は、フリップフ
ロップ７３のＤ入力に供給される。フリップフロップ７
３は共振周波数ｆ、の２倍でクロックを供給される。ナ
ントゲート７４は、フリップフロップのＱ出力がｒｃ／
ｆ、を示す信号を出力する間、帰還信号を出力する。こ
れは、スイッチング乗算器７５中で電圧Ｖ、と乗算され
る。

電圧■。は、アンプ７７で白金抵抗温度計の測定値■□
、に加算される。アンプ７７の出力は乗算器７８に用い
られる。２つの乗算器７５．７日の出力は、積分器７９
で加算され、かつ平滑にされる。積分器の出力は、フリ
ップフロップ８ｏの０人力に用いられる。フリップフロ
ップ８０はｆｃでクロックを供給される。そして、フリ
ップフロップ８０は、乗算波形を乗算器７８に供給する
。

ナントゲート８１によって供給される出力パルス率は、
流量の廟当り１パルスであり、次式によって与えられる
。

（Ｌ／Ｖ、）　（ｆ、／ｆ、）　（Ｒｒ　＋Ｒｐｉ＋ｔ
）　（Ｒｚ　＋Ｒｒｔｔ）この方程式は、ヤング率に対
する温度補正を含み、そして少ない構成要素を有する低
コストの回路に対して非常に正確な出力を与える。

エツジトリガが位相検知器７２に基づくループは、方形
波信号を発生する。この方形波信号の周波数は、管の振
動周波数ｆｒで割算された参照周波数ｆｔに比例する。

この方形波信号は、積分器７９に至る電圧■、を切り換
える。これによって積分器７９は、制御ループの制御の
もとで、電圧■、から得られる切り換えられた電圧を逆
に受は入れる。（しかし、管の温度に応じてＶＰＲＴに
より補正される。）各時間でこの積分器７９の出力は、
所定のしきい値（ゼロ）を越える。積分器７９とその制
御ループは、このようにして■がらＦに変換するコンバ
ータとして効果的に作動して出力信号を発生し、その出
力信号の周波数は、質量流量に比例している。とくに、
流体流量のキログラム当り１パルスである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
より詳細にバランシング回路を示す図、第３図は発振回
路と乗算回路の詳細を示す図、第４図は出力回路の詳細
を示す図、第５図は変形された出力回路を示す図、第６
図は第５図に関連する波形を示す図、第７図は別の出力
回路を示す図である。 なお図面に用いた符号において、 １（１−ピックアップ変換器（ピックアップコイル）１
１−・・・・ピックアップ変換器（ピックアップコイル
）１２−−一−−・−駆動変換器（駆動コイル）１４−
・・・差動アンプ １５−・−加算アンプ １６−・・・−電圧制御発振器（ＶＣＯ）１７−−・−
・−乗算器 １　Ｂ−一一一一・−ローパスフィルタ２ニー・・−・
・−乗算器 ２２−−−−・・−乗算器 ２３−・・−・ローパスフィルタ ２４・−−一一−−ローパスフィルタ である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、質量流量変換器において一定の間隔に配置されてい
   るピックアップ変換器から供給される２つの入力信号に
   応じて前記質量流量変換器の駆動変換器に対して駆動信
   号を供給するための組み合わされた出力回路及び駆動回
   路であって、 前記２つの入力信号の少なくとも１つから第１の信号を
   形成しかつ前記２つの入力信号から差信号を形成するた
   めの手段と、 前記第１の信号により制御されると共に前記駆動信号と
   、互いに直角位相である第１及び第２の乗算信号とを供
   給するための位相ロックドループ発振回路と、 前記第１の信号と前記差信号とに前記第１の乗算信号と
   前記第２の乗算信号とを夫々乗算して２つの積信号を形
   成するための手段と、 前記２つの積信号を濾波して位相差すなわち質量流量率
   に関係する２つの測定電圧を得るためのローパスフィル
   タ手段とを夫々具備することを特徴とする質量流量変換
   器のための駆動出力回路。 ２、前記第１の信号が前記２つの入力信号の和である請
   求項１記載の回路。 ３、前記第１の信号が前記２つの入力信号から選ばれた
   １つの信号である請求項１記載の回路。 ４、前記２つの測定電圧に応答して方形波出力を得るた
   めの出力ユニットを具備し、この方形波出力のマークス
   ペース比は他方の前記測定電圧により除された一方の前
   記測定電圧に依存してデータ値から変化されることを特
   徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の回路。 ５、前記位相ロックドループ発振回路に応答して出力波
   形を供給する出力ユニットを具備し、この出力波形は前
   記質量流量変換器の周期に対応する周期を有しかつ前記
   位相差を表わす前記周期の第１の間隔を区分するマーカ
   を有することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記
   載の回路。 ６、前記出力ユニットは、前記質量流量変換器における
   温度測定を表わすために前記周期の第２の間隔を区分す
   る第２のマーカを前記出力波形に更に供給することを特
   徴とする請求項５記載の回路。 ７、出力パルスを供給する出力ユニットを具備し、リフ
   ァレンス周波数と前記駆動信号の周波数との比が乗算さ
   れる、第１の測定電圧と第２の測定電圧との比に比例し
   た割合で前記出力パルスが供給されることを特徴とする
   請求項１〜３のいずれかに記載の回路。 ８、前記出力ユニットは更に前記パルスの割合に式（Ｒ
   ＿１＋Ｒ）／（Ｒ＿２＋Ｒ）である補正項を乗算する（
   ここで、Ｒは前記質量流量変換器での温度測定値を表わ
   す抵抗値であり、Ｒ＿１及びＲ＿２は２つの固定値であ
   る）ことを特徴とする請求項７記載の回路。 ９、前記乗算信号はスイッチング波形であると共に、各
   前記乗算手段はスイッチング形の乗算器であり前記乗算
   手段に供給される前記信号の非反転バージョンと反転バ
   ージョンとを切り換えて関連の前記スイッチング波形を
   乗算するものであることを特徴とする請求項１〜８のい
   ずれかに記載の回路。 １０、各前記スイッチング波形がフォーム〔０、１、１
   、０、−１、−１〕の正弦波で表わされている請求項９
   記載の回路。 １１、前記乗算信号はアナログ信号であると共に各前記
   乗算手段はアナログ乗算器である請求項１〜９のいずれ
   かに記載の回路。 １２、前記乗算信号はメモリー手段からサイクリックに
   読み出されるディジタル値であり、この読み出しは前記
   発振回路によって制御されるアドレッシング手段に応答
   するものであると共に、各前記乗算手段は乗算ディジタ
   ルアナログ変換器であることを特徴とする請求項１〜９
   のいずれかに記載の回路。 １３、前記乗算手段はアナログディジタル変換器を具備
   し、このアナログディジタル変換器は前記第１の信号及
   び前記差信号に応じて作動し前記質量流量変換器の前記
   周波数よりも高いサンプリング周波数で対応ディジタル
   信号を供給するものであり、さらに前記乗算手段はディ
   ジタル化された正弦波信号及び余弦波信号をこれらのデ
   ィジタル信号に乗算して前記２つの積信号を形成するた
   めの手段を具備することを特徴とする請求項１〜９のい
   ずれかに記載の回路。 １４、前記サンプリング周波数は前記質量流量変換器の
   周波数の４〜６倍であると共に各正弦波信号はフォーム
   〔０、１、０、−１〕又は〔０、１、１、０、−１、−
   １〕から成る請求項１３記載の回路。 １５、前記差信号の積及び前記第１の乗算信号から得ら
   れるバランス制御信号に応答して前記２つの入力信号の
   バランスを調節するためのバランス調節手段を具備する
   請求項１〜１４のいずれか記載の回路。 １６、前記バランス調節手段は２つの分圧回路網を具備
   し、各前記分圧回路網は直列に配された第１及び第２の
   ＦＥＴを夫々備えており、第１のＦＥＴと第２のＦＥＴ
   との間の接続点から各々のバランス入力信号が取り出さ
   れると共に、前記バランス制御信号は一方の分圧回路網
   の第１のＦＥＴ及び他方の分圧回路網の第２のＦＥＴを
   制御し、反転された前記バランス制御信号は前記一方の
   分圧回路網の第２のＦＥＴ及び前記他方の分圧回路網の
   第１のＦＥＴを制御するものであることを特徴とする請
   求項１５記載の回路。