JPH02226823A - 光ヘテロダイン検波装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、キャリア（搬送波）再生による同期検波を行
う光ヘテロダイン検波装置に関する。

コヒーレント光通信は、従来の光通信方式に比べて、受
信感度が大幅に改善すること、および光周波数多重によ
る通信容量の大幅な拡大が可能であることなどから、将
来の情報通信ネットワークにおける中心的な通信方式へ
の適用が期待されている。特に、コヒーレント光通信方
式のなかでも受信感度が最も高い位相シフト・キーイン
グ（ＰＳＫ）方式を中心とする光へテロダイン検波方式
の実用化が望まれている。

〔従来の技術〕

従来のＰＳＫ方式において最も一般的な方式である差動
位相シフト・キーイング（ＤＰＳＫ）方式の構成を第７
図に示す。

図中、６０は局発光源。６１は、受信光と局発光とを混
合する光カプラであり、そこで合分岐された光信号は、
いわゆるバランス型受光器６２で光電変換され、中間周
波信号が帯域フィルタ６３を通って遅延検波回路６４に
出力される。

６５は遅延回路、６６は乗算器であり、ルートｌを通っ
た信号■１と遅延回路６５のあるルート２を通った信号
Ｉ２とが乗算器６６でかけあわされ、ローパスフィルタ
６７を通り、デコーダ６８で復号されてデータが出力さ
れる。

帯域フィルタ６３を通過した中間周波信号の中間周波数
をｆｌｕとすると、時間τの遅延検波をする際、第７図
の遅延検波回路６４のルートｌおよびルート２を通って
きた信号［、、＋２はそれぞれ次式の様になる。

ＩＬ＝ＡＩＣＯ５（２ｙｒ　　ｆ　＋ｐｔ十〇（１）十
φ（１））　　　　　　−・・■Ｉｚ＝＾ｚＣＯ３（２
ｙｒ　ｆ　ＩＦ　”　（ｔ−ｒ　）十〇（ｔ−τ）＋φ
（ｔ−τ））　　　　　　・・・■θは信号位相であり
、０またはπの値をとる。

また、φはレーザ光源の位相雑音。ＡＩ、　Ａ２はルー
ト１１ルート２への信号の分岐比を表す。

したがって、遅延検波後にフィルタリングして得られる
復調信号Ｉは １　＝Ａｃｏｓ（２πｆ　＋ｐ　・ｒ　＋（θ（１）−
〇　（ｔ−ｒ　））＋（φ（１）−φ（を−τ）））　
　　　　　　　　　・・・■である（Ａは定数）。

この式においてτを１ビット周期Ｔに選ぶとすると Ｉ　＝ＡＣＯ５（２π　ｆ　＋ｐ　・　Ｔ＋（θ（１）
−〇　（ｔ−Ｔ））＋（φ（１）−φ（ｔ−Ｔ）））　
　　　　　　　　・・・■となる。

ところでＤＰＳＫ方式の場合のように、ｆ　ＩＦをビッ
トレートの手堅数倍に選ぶとすると、２　ｙｒ　ｆ　＋
ｐＴ＝ｍ７ｒ　（ｍは整数）となる。

また、レーザの位相雑音をガウス雑音と仮定すると、そ
の分散σ。１．５には、ビート線幅をΔν１．として、 σ”ＤＰ３に＝２πΔν１げＴ　　　　　　　　・・・
■と近似できる。

したがって、Δν１．が小さい場合には復調信号■は次
式の様になる。

Ｉ−±Ａ　ｃｏｓ　（θ（１）−θ（ｔ−Ｔ））　　　
　　　””■ここで、θは差分符号化された位相信号で
あれば、上記の様に、０またはπの値をとるから、０式
より次のように２値の出力となる。

■　＝±Ａ　　　　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　・・・■ところで、ＤＰ
ＳＫにおいては０式で示されるレーザの位相雑音（の分
散）を小さくするにはΔν□を、したがってまた、レー
ザの線幅を狭くする以外に方法がない（゛、゛遅延時間
はＴで一定であるから）。

次に、考え得るコヒーレント光通信方式の中で最も受信
感度の高いＰＳＫホモダイン同期検波方式の構成を第８
図に示す。７０は局発光源。７１は、受信光と局発光と
を混合する光カブラ。７２は受光器である。

この場合、■式で与えられる信号ハに、０式の様な同期
キャリア信号Ｊ２をかけて検波する。

Ｊ＋−Ｂ＋Ｃ０３（２ｙｒ　　ｆ　ａ　　を十〇（１）
十φ（１））　　　　　　−・・■ＪｘＭＢ＊Ｃ０９（
２ｙｒ　ｆ　ｓ　ｔ＋φ（ｔ））　　　　　　　””■
ここに、ｆ、は送信レーザの発信周波数である。

このとき検波後の復調信号Ｊは０式と同様に求めて Ｊ　−Ｂｃｏｓ（θ（ｔ）） 一±Ｂ　　　　　　　　　　　　　　　　　・・・■と
なり検波できる（Ｂは定数）。

しかし、この場合、信号Ｊ＋と同期キャリア信号Ｊ２と
は周波数ｆ、と位相φ（１）とが厳密に合っていなけれ
ばならず、実際に行うことは非常に難しい。

〔発明が解決しようとする課題〕

上述の従来のコヒーレント光通信方式は受信感度は高い
が、それを達成するために各種デバイスに要求される特
性は厳しく、特に、送信光源および局発光源のスペクト
ル線幅に対する要求には非常に厳しいものがある。

現在実用レベルにある長波長半導体レーザのスペクトル
線幅の典型的な値は１０ＭＨｚ程度であり、ビットレー
トを１ＧＨｚとするとすればその１％である。ところが
、ホモダイン同期検波方式では、ビットレートの０．０
１％以下という厳しいスペクトル線幅が要求される。ま
た、ＤＰＳＫやＰＳＫ方式でも０．１％以下の線幅が必
要とされる。

こうしたギャップを埋めるために外部共振器を用いたり
、量子井戸構造を用いること、あるいはＤＦＢレーザの
発振波長を利得の中心から短波長側へ離調させることな
どの研究がなされている。

しかし、こうした困難をクリアするためには、デバイス
の開発を待つだけでなく、高い特性を達成しつつ、デバ
イスに対する要求が緩和されるような方式を開発するこ
とが必要である。

そこで本発明は、高い受信感度が得られ、しかも送信光
源及び局発光源に対するスペクトル線幅の要求を大幅に
緩和させることができる光ヘテロダイン検波装置を提供
することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

■式においてτ→０とする場合について考えてみると、
■式と等しくなり、■式の復調信号は不確定となる。し
かし、もしもτ→０とすると同時にキャリア信号を再生
することができれば、同期検波と同様にして信号を復調
することができるはずである。

そこで第２図に示す様な検波方式を考えてみる。

９１は周波数を２倍にする周波数ダブラ。９２は周波数
を１／２にする周波数ハーバである。

この検波回路においては、ルートｌの信号は■式と全く
同じになるが、ルート２を通る信号に対しては以下の処
理が加わる。

（１）周波数ダブラによる変調成分の除去θ＝Ｏ又はπ
であるから、完全変調が行われている場合には、周波数
ダブラ９１により変調成分を除去することができる（Ｃ
ＯＳ（α＋２π）・ＣＯＳαであるから）。

したがって、周波数ダブラ９１を通過するのに要する時
間をｔｌとすると周波数ダブ９９１通過後の信号！、は ＋３−Ａ、３ＣＯ３（２・２πｆ＋己、＋２・φ（ｔθ
）　・・・０となる（Ａ３は定数）。こうやって変調成
分を除去したものを得る。

（２）周波数ハーバによるキャリア信号の再生［相］式
で得られた信号は中間周波数の２倍の周波数を持ってい
る。そこで、中間周波数に合わせるために、周波数ハー
バ９２を通す。いま周波数ハーバ９２を通過するのに要
する時間を１２とすると周波数バー３９２通過後の信号
！４は ［４＝Ａ４ＣＯＳ（２πｆ　＋ｐ（ｔ＋＋ｈ）＋φ（ｔ
ｌ＋ｔｌ））　　・・・０となる（Ａ４は定数）。

この様にしてキャリア信号を再生する。

次に、０式において １、＋１．÷を一Δｔ　　　　　　　　　　　・・・■
とおいて■式と掛は合わせると復調信号には次式で与え
られる。

ＫｗＣｃｏｓ（２ｙｒ　ｆ　ＩＦΔを十〇（１）＋Δφ
）　　　−＠となる（Ｃは定数）。

ここに、Δφは位相誤差雑音を表す。すなわちΔφ謡φ
（１）−φ（を−Δｔ）　　　　　　・・・■ここで、
Δφがガウス雑音であると仮定すれば、その分散σはビ
ート線幅Δν３．を用いて次式で近似できる。

σ２−２πΔシ１２φΔｔ　　　　　　　　　・・・＠
したがって、遅延時間差Δｔを十分小さくすることがで
きれば、位相雑音の影響を緩和できる。

原理上、Δ１−０の場合には位相雑音の影響はなくなり
、光源のスペクトル線幅による受信感度の劣化はなくな
る。

さらに０式から明らかなように、Δｔが十分小さい場合
には中間周波数ｆ　ＩＦの設定の自由度、およびそのズ
レに対するトレランスを大幅に増加することができる。

０式においてΔｔ→Ｏの場合には に→Ｃｃｏｓ（θ（ｔ））−±Ｃ・・・［相］となる。

そこで、上記の目的を達成するため、本発明の光ヘテロ
ダイン検波装置は、第１図に示されるように、受信光に
局発光を加えて光電変換を行い、中間周波信号を出力す
る光検出手段ｌＯと、上記中間周波信号を２分岐してそ
のうちの一方から上記受信光信号のキャリア信号を再生
するキャリア信号再生手段２０と、上記の２分岐された
他方の中間周波信号を上記キャリア信号再生手段２０に
よる信号の遅延時間と同程度に遅延させる信号遅延手段
３０と、上記キャリア信号再生手段２０からの出力信号
と上記信号遅延手段３０からの出力信号とをかけあわせ
て復調する復調手段４０とを有することを特徴とする。

〔作用〕

上記のように、本発明においては、２つに分岐した信号
の遅延時間差Δｔを小さくすることにより、送信光源お
よび局発光源の位相雑音の影響を緩和できる（位相雑音
を打ち消し合うことができる）。

また、Δｔが十分小さい場合には中間周波数の設定はＤ
ＰＳＫ方式の場合のように特定の値に固定されることな
く自由度がますとともに、中間周波数のズレに対するト
レランスが増す。

〔実施例〕

第３図は本発明の実施例装置である。図中、ｌは送信部
であり、２は送信光源、３は変調器である。本実施例で
は、送信光源３としては、波長１．５４μｍのレーザ光
を発振するファイバ外部共振器付ＤＦＢ−ＬＤモジュー
ルを用い、変調器２にはＬｉＮｂＯｘ進行波型位相変調
器を用いて、５６０Ｍｂ／ｓのＮＲＺ信号（ＰＮ：２”
−１）が変調器１２に入力される。４は、光通信用ケー
ブルに用いられるシングルモード光ファイバである。

１０は、受信光に局発光を加えて光電変換を行い、中間
周波信号を出力する光検出手段である。

１１は局発光源であり、送信光源２と同じ１．　５４μ
ｍのＥＦＣ−ＤＦＢ−Ｌ、Ｄモジュールが用いられてい
る。１２は、光合分岐器であり、信号光と局発光とを混
合した後に２つに分岐する。そして、その分岐された混
合光の出力は、いわゆるバランス型受光器１３に入射し
て光電変換され、中間周波信号が帯域フィルタ（ＢＰＦ
）１４を通過して出力される。中間周波信号の周波数ｆ
　ＩＦは２．１０ＧＨｚに設定しである。

２０は、中間周波信号を２分岐して、そのうちの一方か
ら受信光信号のキャリア信号を再生するキャリア信号再
生手段である。２１は、周波数を２倍に増加させる周波
数逓倍器である周波数ダブラ。２２は、周波数を１／２
に減する周波数分周器である周波数ハーバであり、周波
数ダブラ２１の出力端から分岐接続された自動周波数制
御器（ＡＦＣ）１５によって、上述の局発光源１１の発
振周波数が安定化されている。

周波数ハーバ２２からの出力信号がキャリア信号を再生
したものとなることについてはすでに説明したとおりで
ある。第４図は、実際に、周波数ハーバ２２からの出力
信号Ｐと無変調時のビート信号Ｑの各スペクトルの測定
結果を示したものであり、周波数ハーバ２２からの出力
信号Ｐが、ビート信号Ｑと同程度の線幅のキャリア信号
を再生することが実証されている。

なお、キャリア信号再生手段２０は上記の構成に限定さ
れるものではなく、中間周波数を偶数倍する周波数逓倍
器と、それを元の周波数に戻す周波数分周器とを組み合
わせてもよく、その他、キャリア信号を再生するもので
あればどのようなものを用いてもよい。

第３図に戻って、３０は、上記の２分岐された他方の中
間周波信号を、キャリア信号再生手段２０による信号の
遅延時間と同程度に遅延させる信号遅延手段である。具
体的には、例えば適当な長さの導電ケーブルを用いるだ
けでもよく、その他、中間周波数信号を所定時間遅延さ
せるものであれば、どのようなものを用いてもよい。位
相雑音の影響を極力小さくするためにはΔ１−０とする
ことが必要であるが、この様な厳密な時間合わせは、可
変長同軸管を用いたりパルスの遅れをオシロスコープで
観測するなどして行えばよい。

なお、信号遅延手段３０による中間周波信号の遅延時間
を、キャリア信号再生手段２０における信号の遅延時間
と完全に一致させ、両信号を次の乗算器４１で完全に同
期させて入力させるのが最も望ましい。しかし、必ずし
も完全な同期が得られなくても、先に説明した０式にお
けるΔｔを無視できる程度の同期が得られればよい。

４０は、キャリア信号再生手段２０からの出力信号と信
号遅延手段３０からの出力信号とをかけあわせて復調す
る復調手段である。４１は乗算器。

４２はローパスフィルタ。４３はデコーダである。

第５図は、上記実施例装置とＤＰＳＫ方式とで、各々ビ
ート線１１１２Ｍ＆において測定した符号誤り率特性を
示す。・印は本実施例。Δ印はＤＰＳＫ方式である。

最小受信感度（ＢＥＲ−１０−’における）は、本実施
例（・）ニー５１．６ｄＢｍ ＤＰＳＫ　（Δ）ニー５０．７ｄＢｍ であり、共に良好である。

シＢ’）ト雑音限界（−５８，４ｄ　Ｂｍ　：　Ｂ、、
、＝５６０　ＭＨｚ、量子効率１）からの劣化は、本実
施例（・）：６．８ｄＢｍ ＤＰＳＫ　（Δ）ニア、７ｄＢｍ であり、両者の受信感度の差は、ビート線幅によるペナ
ルティや復調波形の違いなどによるものと考えられる。

なお、本実施例において、入方信号光パワー約−５２ｄ
Ｂｍ以下で符号誤り率が急激に劣化するのは、受信信号
のＣＮＲの不足により十分なキャリア再生ができなくな
ることが原因と考えられる。

第６図は、ビート線幅に対するパワー・ペナルティの測
定結果を示す。・印は本実施例。Δ印はＤＰＳＫ方式で
ある。ＤＰＳＫの測定値は、破線で示された理論曲線と
良く一致している。また、本実施例においては、線幅の
影響がＤＰＳＫに比べて１／２以下に緩和されている。

〔発明の効果〕

本発明の光ヘテロダイン検波装置によれば、光源の位相
雑音の影響を緩和することができるので、ＰＳＫ同期検
波方式に対してはもちろん、位相シフト−キーイング（
ＤＰＳＫ）によるコヒーレント光通信方式等に用いる光
源のスペクトル線幅に対する特性仕様を緩めることがで
き、したがってより容易に高感度のコヒーレント光通信
方式を実現することが可能となる。

現在、一般にコヒーレント光通信に用いられている光源
は、特性仕様の非常に厳しいレーザが用いられている。

したがって、このスペクトル線幅特性仕様の緩和は、コ
ヒーレント光通信の実用化の時期を大幅に早めるととも
に、大きなコストの削減を達成でき、将来の長距離・大
容量通信における適用が期待されているコヒーレント光
通信において、あらゆる応用について適用することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の構成図、 第２図は本発明の原理説明図、 第３図は実施例の構成図、 第４図は実施例のキャリア再生信号スペクトルを示す線
図、 第５図は実施例の符号誤り率特性を示す図、第６図は実
施例のパワー・ペナルティのビート線幅依存性を示す図
、 第７図及び第８図は各々従来例の構成図である。 図中、 ０・・・光検出手段、 ０・・・キャリア信号再生手段、 ０・・・信号遅延手段、 Ｏ・・・復調手段。 本発明のｎ成図 第１　図 第４ 図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 受信光に局発光を加えて光電変換を行い、中間周波信号
   を出力する光検出手段（１０）と、上記中間周波信号を
   ２分岐して、そのうちの一方から上記受信光信号のキャ
   リア信号を再生するキャリア信号再生手段（２０）と、 上記の２分岐された他方の中間周波信号を、上記キャリ
   ア信号再生手段（２０）による信号の遅延時間と同程度
   に遅延させる信号遅延手段（３０）と、 上記キャリア信号再生手段（２０）からの出力信号と上
   記信号遅延手段（３０）からの出力信号とをかけあわせ
   て復調する復調手段（４０）とを有することを 特徴とする光ヘテロダイン検波装置。