JPH02226917A - 差分コヒーレント復調装置のための自己適応等化器回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、より一般的にはｒ差分復調」と称される差分
コヒーレント復調（ｄｉｆｆｅｒｅｎｌ、１ａｌｌｙ　
ｃｏｂｅｒｅｎｔｄｅｎｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を実行す
る装置のための自己適応等化器回路に関する０本発明は
特に、その伝送が演鐸的（４）に未知の多重経路チャネ
ルを介してメツセージをディジタル伝送し、それによっ
て受信メツセージに記号間干渉（ｉｎｔｅｒｓｙｍｂｏ
ｌｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）が惹起される伝送、例え
ば対流圏チャンネルを使用するラジオビームによるディ
ジタル伝送に適用可能である。本発明は、２進移相キー
イング（ＢＰＳに）及び４分の１移相キーイング（ＱＰ
ＳＫ）のような、差分復調できる直線変調を使用する装
置に適用可能であり、ダイバーシチモードで作動できる
受信機に有利に適用可能である。

Ｉ肚立１遣 記号間干渉の存在は、ラジオビームによるディジタル伝
送に使用される受信機の性能を著しく劣化させ易い。こ
の影響を改善するために、コヒーレント変調を使用する
場合は、復調器の後に自己適応フィルタを置くことによ
り自己適応等化技術を使用できることが公知である。

自己適応等化は、受信した信号を、記号間干渉をできる
眼り小さくする機能を有する自己適応フィルタに通すこ
とからなる公知の技術である。通常の装置においては、
このフィルタは、所謂「線形」等化器のための有限イン
パルス応答を有しており、「決定帰還（ｃｉｅｃｉｓｉ
ｏｎ　ｆｅｅｄｂａｃｋ）」等化器においては２つの部
分、即ち受信信号に作用する部分と決定された信号に作
用する部分とを包含する。最も単純であるが故に最も一
般的な装置においては、フィルタ最適化基準は平均二乗
誤差を最小にすることであり、フィルタ係数は確率勾配
アルゴリズム（ｓｔｏｃｈａｓｔｉｃ　ｇｒａｄｉｅｎ
ｔ　ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）によって更新される。

コヒーレント復調によって、係数を適応させるアルゴリ
ズムは公知であり、既に多数の装置が製造されている。

コヒーレント復調における欠点は、受信信号の位相を推
定する必要があることである。当該チャネルは、受信機
が位相ロックを解放する原因どなる迅速な位相変化を生
じるので、推定するのは特に困難である。

位相を推定する必要を回避する１つの方法は、より一般
的にはｒ差分復調」と称される差分コヒーレント復調を
使用することである。この技術においては、先行の信号
サンプルが、現在処理中の信号サンプルのための「ノ、
イズ」位相基準の役目をする。これによって受信機は単
純化されるが、誤差率の性能の理論的低下が犠牲にされ
る。

コヒーレント復調では、伝送チャネルが完壁でないと差
分復調の性能が低下する。過去に行われた自己適応等化
についてのテストは、第１に自己適応フィルタを差分復
調器の出口に置くことが不可能であるため、第２にフィ
ルタ係数を更新するための公知のアルゴリズムが差分復
調のための回路に適用できないために不成功であった。

免肌座且１ 本発明の目的は上記欠点を解消し、分散チャネルの存在
下に伝送性能を向上する目的で、自己適用等化の原理を
差分復調に適用できるようにすることである。このため
に本発明は、差分コヒーレント復調装置のための自己適
応等化器回路であって、各受信経路において、自己適応
フィルタ（これ自体は公知）が差分復調器より経路上流
に設置されており、前記自己適応フィルタが、前記差分
復調器より経路下流に設置された決定及び誤差計算回路
から誤差（ｅ）を受信し且つ前記自己適応フィルタから
出力信号ｙ（ｋ＞を受信する係数計算装置と結合してお
り、前記係数計算装置が各時点ｋＴに前記自己適応フィ
ルタの各係数（Ｃｏ（ｋ）　、Ｃ１（ｋ）　、Ｃ２（１
０、…、Ｃ１（ｋ）　、・”　、０ｎ（ｋ））を、式：
％式％（） ［式中、Ｃ１（ｋ）は時点ｋＴに係数Ｃｉがとる値であ
り、Ｃ１（ｋ−りは時点（ｋ−１）Ｔに同じ係数Ｃｉが
とる値であり、μは１より極めて小さい正の実数であっ
てフィルタの適合速度を定義し、ｙ（ｋ−１）は周期Ｔ
の記号速度で抽出される自己適応フィルタからの出力信
号であり、ｘ（ｋ−ｉ）＊は、前記時点ｋＴにフィルタ
内に存在する係数Ｃｉに関係するサンプルｘ（ｋ−ｉ）
の複素共役値であり、ｅ（ｋ）は時点ｋＴにおける誤差
（ｅ）である〕 を用いて計算して更新する自己適応等化回路を提供する
。

添付の図面を参照し、本発明を実施例によって説明する
。

尺立１ まず第１図を参照すると、第１のダイバーシチ経路上で
受信され中間周波数（ｒＩＡえば７０ＭＨｚ）に変換さ
れた信号が１に与えられ、受信フィルタ３に送られる。

同様に、第２のダイバーシチ回路上で受信され中間周波
数に変換された信号が２に与えられ、もう１つの受信フ
ィルタ４に送られる。この段階では信号は当然のことア
ナログ信号である。

次いで、それぞれ５及び６に現れた上記信号は２つの通
常の回路それぞれ７及び８によってベースバンド、即ち
搬送周波数Ｏに変換され、更に２つの直角チャネル（そ
れぞれ９及び１０と１１及び１２）にディジタル化され
る。上記ベースバンド及び直角ディジタル化回路７及び
８はそれぞれ、その入力信号（この場合には５または６
）に加え、クロック信号１１（この周期はこの実施例で
は記号間隔Ｔに等しい）と、それぞれ経路１３及び１４
を経て局所発振器１５によって発信される固定周波数の
信号とを受信する。９及び１０と１１及び１２とにおけ
るディジタル信号はそれぞれ信号論においては公知の複
合記号である。

本発明の第１の局面においては、上記２対の直角経路（
それぞれ９及び１０と１１及び１２）上に存在する連続
複合記号はこの特定の実施例においては時点Ｔで抽出さ
れ、それぞれ差分復調器１６及び１７に与えられる前に
、それぞれ自己適応フィルタ１８及び１９に伝送される
。自己適応フィルタ１８及び１９は第２図に示したよう
な極めて通常の構造であり、これは後に説明する。

自己適応フィルタ１８及び１９はそれぞれ、二方向リン
ク２２及び２３を介してフィルタ係数Ｃｏ、Ｃ１、Ｃ２
、・・・、Ｃｉ　、・・・、Ｃｎを計算するための論理
装置２０及び２１に通常の方法で接続されている（第２
図）。

自己適応フィルタ１８及び１９によって出力されたディ
ジタル信号２４及び２５は次いで差分復調器１６及び１
７に与えられる。

次に、差分復調器１６及び１７の出力信号２８及び２９
は加算回路３０を通ることによって結合される（当然の
ことただ１つのダイバーシチチャネルしかない場合には
加算回路３０は省略される）。

加算回路３０から出力されたディジタル信号３１は決定
回路３２に与えられ、決定回路３２の出力３３は第１図
の自己適応等止器の出力を構成する。

誤差計算回路３２は、それぞれ３１と３３とにある決定
装置３２の入力信号と出力信号とを比較し、回路３４か
らの出力３５は、上記係数を計算するための論理装置２
０及び２１のそれぞれのデータ入力３６及び３７に与え
られる。

係数計算装置２０及び２１は更に、自己適応フィルタ１
８及び１９の出力信号２４及び２５をそれぞれのもう１
つのデータ入力４０及び４１で受信する。

第２図を参照すると、図に示した自己適応フィルタはフ
ィルタ１８の例であるが、フィルタ１９もこれと同一で
あることを理解されたい。この図では、時点ｋＴ（ｋは
整数）にこのフィルタへ入力された複合ディジタル記号
をｘ（ｋ）と表し、時点（ｋ−１）Ｔに入力された記号
をｘ（ｋ−１）と表し、・・・・・・、時点（ｋ−ｉ）
Ｔに入力された記号をｘ（ｋ−ｉ）と表し、・・・・・
・及び時点（ｋ−ｎ）Ｔに入力された記号をｘ（ｋ−ｎ
）と表す、ｆｌ解し易くするために、時点ｔ＝ｋＴにお
いて上記サンプルｘ（ｋ）、ｘ（ｋ−’１）、ｘ（ｋ−
２）、・・・ｘ（ｋ−ｉ）、・す、ｘ（ｋ−ｎ）が存在
するフィルタ１８内のポイントを、第２図ではに、に−
１，１ｃ−２、・・・ｋ−ｉ、・・・、ｋ−ｎと表す。

自己適応フィルタについて一般的なことを言えば、これ
らの点は相互に、信号サンプリングの周期ＩＩ、即ちこ
の実施例においてはＴに等しい遅延を導入する（及び当
然のこと過剰サンプリングを使用するのであればそれぞ
れがＴより小さい遅延を導入する＞ｎ迂回路Ｒ１、Ｒ２
、・・・によって分離されている。

通常の方法においては、各複合ディジタルサンプル×（
ｋ）からｘ（ｋ−ｎ）はそれぞれの乗算器ＭＯ１Ｍ１、
Ｍ２、・・・、Ｍｉ、・・・、Ｍｎの第１の入力に与え
られ、各乗算器の第２の入力は、係数計算回路く第１図
）からの係数Ｃ０１Ｃ１、Ｃ２・・・、Ｃｉ、・・・、
Ｃｎを受信する。

上記乗算器ＭＯからＭｎの出力５Ｏ１Ｓ１、Ｓ２、・・
・、Ｓｉ、・・・、Ｓｎは通常は加算回路５０に与えら
れ、加算回路５０の出力は等化信号２４を発信する。

本発明の他の必須局面によれば、フィルタの係数Ｃｏ、
　ＣＬ、Ｃ２、・・・、Ｃｉ、・・・、Ｃｎの各々は、
式：％式％（） ［式中、Ｃ１（ｋ＞は時点ｋＴに係数Ｃｉにとる値であ
り、Ｃ１（ｋ−１）は時点（ｋ−１）Ｔに同じ係数Ｃｉ
がとる値であり、これは時点（ｌｃ−１）ＴからｋＴま
での時間間隙の問ずっと維持され、 μは１より極めて小さい正の実数であってフィルタ１８
の適応速度を定義しており、例えば約０．００１とする
ことができ、 ｘ（ｋ−ｉ）本は、時点ｋＴに上記ポイント（ｋ−ｉ）
に存在するサンプルｘ（ｋ−ｉ＞の複素共役値であり、
ｅ（ｋ）は時点ｋＴに出力線３５に存在する誤差である
］を使用し、各時点ｋＴに上記回路２０によって更新さ
れる。

当然のこと本発明は上記実施例に限定されることはなく
、（単一のチャネルにおける）ダイバーシチ１を有する
受信及び２より大きいダイバーシチを有する受信にも同
等に適用可能である。しかしながら対流圏チャネルを介
して伝送する場合には特に、信号フェージング現象を最
小にするために２以上のダイバーシチを有する伝送ｆ！
−使用するのが好ましい。

この等止器は、過剰サンプリング、即ちコヒーレント復
調のための等止器に使用される公知の技術に使用するの
が有利である。第１図及び第２に必要とされる変更は、
通常のコヒーレント復調装置から容易に推測される。以
上、明確にするために同期サンプリングについて説明し
た。

【図面の簡単な説明】

第１図は自己適応等止器の全体ブロック図、第２図は第
１図の等止器に使用される２つの自己適応フィルタの１
つのブロック図である。 ３．４・・・受信フィルタ、７．８・・・ベースバンド
、１５・・・局所発信器、１６．１７・・・差分復調器
、１８．１９・・・自己適応フィルタ、２０．２１・・
・係数計算回路、３０・・・加算回路、３２−・・決定
回路、Ｃ１（ｉ＝　１．２．・＝　、ｎｌ・・係数、Ｍ
ｉ（ｉ＝　１．２．−　、ｎ）・”乗算器、５ｉ（ｉ＝
　１．２．…、ｎ）−出力、ｘ（ｋ　−１）（ｉ＝　１
．２．−　、ｎ）−サンプル。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）差分コヒーレント復調装置のための自己適応等化
   器回路であって、各受信経路において、自己適応フィル
   タが差分復調器より経路上流に設置されており、前記自
   己適応フィルタが、その係数（Ｃ０、Ｃ１、Ｃ２、…、
   Ｃｉ…、Ｃｎ）を計算するための、前記差分復調器より
   経路下流に設置された決定及び誤差計算回路から誤差（
   ｅ）を受信し且つ前記自己適応フィルタから出力信号ｙ
   （ｋ）を受信する装置と結合しており、この係数計算装
   置が、初期信号間間隔（Ｔ）の倍数（ｋ）に等しい各時
   点（ｋＴ）に前記自己適応フィルタの各係数（Ｃ０、Ｃ
   １、Ｃ２、…、Ｃｉ、…、Ｃｎ）を、式： Ｃｉ（ｋ）＝Ｃｉ（ｋ−１）−μ・ｙ（ｋ−１）・ｘ（
   ｋ−ｉ）＊・ｅ（ｋ）［式中、Ｃｉ（ｋ）は時点ｋＴに
   係数Ｃｉがとる値であり、Ｃｉ（ｋ−１）は時点（ｋ−
   １）Ｔに同じ係数Ｃｉがとる値であり、μは１より極め
   て小さい正の実数であってフィルタの適合速度を定義し
   、ｙ（ｋ−１）は時点（ｋ−１）Ｔにおけるフィルタか
   らの出力信号であり、ｘ（ｋ−ｉ）＊は、前記時点ｋＴ
   にフィルタ内に存在し且つ係数（Ｃｉ）に関係するサン
   プルｘ（ｋ−ｉ）の複素共役値であり、ｅ（ｋ）は時点
   ｋＴにおける誤差である］を用いて計算して更新する自
   己適応等化器回路。
2. （２）前記自己適応フィルタの適応速度を定義する正の
   実数μが約０．００１の値を有する請求項１に記載の自
   己適応等化器回路。