JPH022277A - 多値ｑａｍ通信方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ディジタル信号を多値直交振幅変調を用いて
伝送する多１ｉ１ＱＡＭ通信方式に関するものである。

多値ＱＡＭ　（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ａｍｐｌｉｔｕ
ｄｅ　Ｍｏｄｕｌａ−ｔｉＯｎ）　　（直交振幅変調）
通信方式は、Ｉ、Ｑチャネルの直交したｎＷｉの振幅変
調信号を合成した多値ＱＡＭ信号を送信するものであり
、この多１ｉｅ［ＱＡＭ信号は、ｎ２　（＝２）個の信
号点を有する。

例えば、ｎ−ｎ−８（・６）とすると、６４個の信号点
を有する６４値ＱＡＭ信号となり、ｎ＝１６＜ｍｍ＝８
）とすると、２５６個の信号を有する２５６値ＱＡＭ信
号となる。

受信側では、この多値ＱＡＭ信号から搬送波を再生し、
互いに位相の直交する再生搬送波を用いて復調し、多値
レベル識別によって、ｌ　Ｑチャネルの信号の合計量系
列のディジタル信号を得る。

このような多値ＱＡＭ通信方式においては、その多値数
を大きくすることにより伝送容母を増大させることがで
きるが、反面多値数の増加に伴ない装置各部の内部雑音
や回路の不完全性により残留ビット誤りが発生する。従
って、これを低減するための方法が種々提案されている
。

〔従来の技術〕

ビット誤り率を低減されるための有益な手段として、ラ
ンダム誤り訂正符号を用いることが提案されている。即
ち、送信側でビット誤り訂正符号化を行って送信し、受
信側ではビット誤り訂正復号化を行うことにより、ビッ
ト誤り率を改善するものである。この種の方式としては
、２５ｅＱＡＭ方式に用いられたＢＣＨ符号が知られて
いる。例えば、差動論理の外側にビット誤り訂正符号／
復号器を設ける方式や、差動論理の内側にビット誤り訂
正符号／復号器を設ける方式が提案されている。

更に、多値ＱＡＭ通信方式に用いられる［３　Ｃ１１符
口の実現化り法として、発明明名らは特願昭６２−０５
２１５１、発明の名称、［多値ＱＡＭ通信方式１）にお
いて、２Ｈ値の多照変調信号を構成するｍビットのデー
タ系列に独立の誤りｇｆ正符号／復号器を設ける構成を
提案している。

第９図はそのブロック構成図である。同図において、Ｄ
１〜Ｄ、は２　値の変調信号を構成するｍビットのベー
スバンド信号系列、１１〜１□はブロック長ｎの符号器
、２は変調器、３は復調器、４１〜４ＩＩｌは復号器で
ある。ｍビットのベースバンド信ｊ！Ｄ　　−Ｄ　　は
、対応する符号器１１〜ｍ １　によりそれぞれランダム誤り訂正ブロック符号に変
換される。変換されたブロック符号はＤ／Ａ変換した後
、変調器２でｉ交変ｍされ、２　値ＱＡＭＡＭ信号て送
信される。一方、復調側では受信した２　値ＱＡＭＡＭ
信号調器３で復調してΔ／Ｄ変換した後、復号器４１〜
４１で送信側の誤り訂正符号化に対応した復号化が行わ
れ、ビツト誤りが訂正される。このように、図示する構
成シよ多元符号を複数の２元符号に分解して、検波位相
の不確実性に対するトランスベアレンジ−を確保し、ま
た、１符号誤りが多ビット誤りになる場合の誤り訂正能
力（符号把料ＷＩ）の低下を防いでいる。

更に、信号空間の拡大（信号点：２１４→２Ｈ”ｌ）を
代償として、スペクトルを拡大することなく誤り訂正能
力、すなわち符号化利得の向上を０指した符号化変調方
式が提案されている（例えば、Ｇ。

ＩＪ　ｎｇｅｒｂｏｅｃｋ　、　　Ｃｈａｎｎｅｌ　ｃ
ｏｄｉｎａ　ｗｉｔｈ　ｍｕｌｔｉ−ｅｖｃｌ　／ｐｈ
ａｓｅ　ｓｉｇｎａｌｓ　”　、　　Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅ　
　ｌ”ｒａｎｓ。

ＩＴ、　ｖａｔ　　、　　２８．　Ｎ（１１、ｐｌｌ、
　　５５−６７、　　Ｊａｎ。

１９８１　ニジ−、ウンガーボエック、゛多値／位相信
号によるヂャネル符号化”）。この方式は、たたみ込み
符号と最ゆう復号を用いたもので、受信系列に最ゆう復
号法を適用し、この受信系列に最も近い伝送系列を選び
出すものである。一般に、ＢＣＨ符号に代表される（ｎ
、に、ｔ）ブロック符号は、ｎビットのブロック長、ｋ
ピットの情報を有し、１ブロツク中ｔビツトの誤りまで
訂正することができる。このとき、誤り訂正に使用する
冗長ビットは（ｎ−ｋ）ビット、符号化効率１（は１く
ｍ＝に／ｎである。このようなり　ＣＨ符号を第９図に
示すような多値ＱＡＭ通信方式に適用すると、送信ビッ
ト数ｎ−ｍビットについて（ｎ−ｋ　）・ｍビットの冗
長ビットを有することになる。

周知のごとく、多値ＱＡＭ通信方式による無線通信等の
分野では、周波数利用効率を向上させることが重要であ
るため、誤り訂正用の冗長ビットをできる限り少なくす
る（符号化効率を１に近づける）ように設８Ｉする必要
がある。すなわち、多値ＱＡＭ通信方式に適用するブロ
ック符号を用いた誤り訂正では、符号化効率を低減させ
ることなく符号化利得を大きくとる必要がある。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、ｍビットのデータ系列に独立の誤り訂正
符号／復号器を設ける構成は、符号把料（すを向上させ
ることができるものの、誤り訂正用の冗長ビットは（ｎ
−ｋ）・ｍビットとなり、符号化効率を大きくすること
は困難である。

また、たたみ込み符号と最ゆう復号を用いた構成は、符
号化利得を向上させることができるも、そのためには符
号器の拘束長（状態数）を大きく設５１する必要がある
。この場合、最ゆう復号をビダビアルゴリズム（受信系
列を格子状に展開していき、ある状態で合流するそれぞ
れの２つのパスのうち、どちらが最ゆうであるかをそれ
ぞれの状態について定める）に従って実行したとすると
、最ゆうバスを決定するための基本演算回路である△Ｃ
３（Ａｄｄ、　Ｃｏｍｐａｒｅ　ａｎｄ　　５ｅｌｅｃ
ｔ　）回路が状態数に比例して増大する。また多値数の
増加に伴ない演募ビット数が増加する。このため、復５
号器の回路規模が著しく増大する問題点がある。

従って、本発明の目的は上記問題点を解決し、回路規模
を著しく増大させることなく、符号化効率及び符号化利
得の両方を向上させることにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の多（ｉｆｌＱＡＭ通信方式は、以下のとおり構
成される。

送信側では、送信側では多値数２　　（ｍは正の整数）
の多値変調信号を構成するｒｎビットのベースバンド（
ＩＴ号のうち、ｒビット（２≦ｒ＜　ｍ　）をそれぞれ
独立にブロック符号化して誤り訂正符号化された２　個
のサブセット信号を得る。そして、誤り訂正を施さない
（ｍ−ｒ）ビットの非符号化信号をｒビット中の部分集
合（ｒビットのサブヒツト内（ｉ？号）として、変調後
の信号空間上に（ｍ−ｒ）ビットの信号間距離が最大と
なる点に位置するように変調して送信する。

受信側では、受信した信号を多値識別してｍビットの信
号を得、誤り訂正符号化されたｒビットの信号をそれぞ
れ独立に復号してリブセット信号を再生する。

また（ｍ−ｒ）ビットの非符号化信号は、サブセンｌ−
信号の再生に際して誤り訂正が行われたタイムスロット
では、訂正されて得られたｒピットのサブセット信号の
うち受信信号点に最も近い距離にある信号点を部分集合
の中から選択してこれに含まれる（ｍ−ｒ）ビットを非
符号化信号として再生する。一方、誤り訂正が行なわれ
なかったタイムス［１ツトでは、多値識別により得られ
た（ｍ−ｒ）ビットをそのまま非符号化信号として再生
する。

〔作用〕

ｍビットのベースバンド信号のうちｒビットのみに冗長
ビットを付加することにより、ｒピット系列のうち１ピ
ット系列の信号は、送信ビット数ｎビットのうち最大Ｐ
＝（ｎ−ｋ）・ｍ／ｒビットを冗長ビットとするブロッ
ク符号を形成する。

従って、誤り訂正可能なビット数は約ｍ／ｒ倍増加し、
ｒビット系列の符号化利得が向上する。

誤り訂正を施さない、すなわち冗長ビットを付加しない
（ｍ−ｒ）ビットの非符号化信号をｒビットの中の部分
集合（ｒビットのナブセット内信号）と゛して、変ａ狽
の信号空間上に（ｍ−ｒ）ビットの信号間距離が最大と
なる点に位置するように変調する構成は、（ｍ−ｒ）ビ
ットの非符号化信号の識別を最小の誤り率で行えるよう
にするためである。従って、これにより非符号化信号の
誤り率特性が向上する。。

受信側では、誤り訂正符号化されたｒピットの信号をそ
れぞれ独立に復号してサブセット信号を再生する。この
復号時に誤り訂正が行なわれたタイムスロットでは、誤
り訂正後の１つのサブヒット信号を選択する。このとぎ
、訂正後の２　個のサブセット信号のうち受信信号点に
最も近い距離にある１つの信号点を部分集合の中から選
択することにより、非符号化ビットの誤り訂正を精度良
く行える。１サブセット信号の再生時に誤り訂正が行わ
れなかったタイムスロットでは多値識別により得られた
（ｍ−ｒ）ビットをそのまま再生信号とすれば良い。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。第１
図は本発明の一実施例のブロック図で、同図（ａ）は変
調部（送信側）、同図（ｂ）は復調部を示す。符号器１
１１〜１１．は、２　値の変調信号を構成するｍビット
のベースバンド信号のうちＤ　　　〜Ｄ　のｒビット（
２≦ｒ＜ｍ）１−ｒ＋Ｉ　　　　Ｉｎ をそれぞれ独立にブロック符号化（ブロック長【１）す
る。各１ビツト系列の信号は、最大（ｎ−ｋ）・ｍ／に
ビットを冗長ビットとするブロック符号を形成する。モ
して、符号器１１１〜１１．のｒビット系列の信号は、
２　個（ｒビット）のサブセット信号を形成する。符号
変換器１５は、ｍビットのベースバンド信号のうぢＤ１
〜ＤＩｌｌ−１の（ｍ−ｒ）ビットをそのまま入力する
。すなわち、Ｄ１〜ＤＩＩ−ｒの（ｍ−ｒ）ビットは誤
り訂正を論（トｒ） さない非符号化信号（（ｎ号点は２　　　個）である。

符号変換器１５は（ｒｎ−ｒ）ビットの非符号化信号と
ｒビットのサブセット信号を入力し、これらの入力信号
を信号空間上にマツピングする。

このマツピングは（ｍ−ｒ）ピッｉ−の３１符号化信号
をｒビットのサブセット内の信号（ｒビットの中の部分
集合）として信号空間上にそれらの信号闇路ｆｉｔ（ユ
ークリッド距離）が最大となる点に配置する処理である
。尚、このマツピングについては後で詳細に説明する。

変調器１２には符号変換器１５が出力するｍビット＜１
．０チヤネルの信号）を入力して公知の直交変調を行い
、多値ＱＡＭ信号を出力する。

復調部は次のとおり構成される。、復調器１３は受信し
た多値ＱＡＭ信号に対し、変調と逆の操作を施し復調を
行う。復調された信号は内部Ａ／Ｄ変換器により（ｍ＋
ｓ）ビットの信号として識別される。ただし、Ｓは軟判
定ビットで、信号空間上の信号点に対する受信信号点の
ずれの方向を示す。符号逆変換器１６は、送信側の符号
変換器１５のマツピングと逆の操作（ｄｅ−ｗａｐｐｉ
ｎｏ　：デ・マツピング）を行う。符号逆変換器１６の
出力ｍビットは、復号器１３からの軟判定ビットＳとと
もに、ディジタル遅延回路１７を介して非符号化信号再
生１１８に与えられる。ディジタル迂延回路１７は、復
号器１４１へ・１４．での復号化処理に要する時間だけ
符号逆変換♂１６の出力ｍビットおよび軟判定ビットＳ
を遅延させ、これらの信号と復号器１４１〜１４．から
の信号との時間軸上に９置を合わせる。また、符号逆変
換器１６の出力ｍビットのうちｒビットのサブセット信
号（この時点では誤りを含む）は、復号器１４１〜１４
、にそれぞれ供給される。、ｔｉ　＠　ｖ　１４１〜１
４、はそれぞれ、符号器１１１〜１１ｒと逆の操作を行
い、誤り訂正されたＤｍ−ｒ＋１〜ｏｍｇ）ｒビットを
出力する。この誤り訂正の際に得られる誤り訂正パルス
（シンドロームロケータ）は、非符号化信号再生器１８
に与えられる。非符号化信号再生器１８は上述した各信
号を入ノＪし、勺ブセット信号の再生に際して誤り訂正
が行われたタイムスロットでは、復号されたｒビットの
サブセット信号の中で受信信号点に最も近い距離にある
信号点を選択する。一方、サブセット信号の再生に際し
て誤り訂正が行われなかったタイムスロットでは、多値
識別により得られた（ｍ−ｒ）ビットをそのまま出力す
る。このようにして、非符号化信号再生器１８からはＤ
ｌへ”　Ｄｍ−ｒの」１置符号化ビットが回外される。

次に本実痛例の符号変換器１５で行われるマツピングを
より明らかにするため、具体例としてｍ＝４．ｒ−２の
場合について説明する。

第２図は信号空間上にマツピングされた２ＩＩｌ（＝１
６）値の変調信号であり、Ａ〜Ｄは符号化ビット（サブ
セット）、ザフィックスのＯ〜３は非符号化ビットを示
している。変調側の符号変換器１５で行うマツピングの
規則を第３図に示す。

第３図（ａ）は非符号化ビット（Ｘ：△、Ｂ、Ｃ。

Ｄ）を示し、第３図（ｂ）は符号化ビット（ｉ：０．１
．２．３）を示す。第２図の信号空間（２次元平面）上
の符号表示（α、β、γ、ζ）はα。

βがそれぞれＪ１符号化ビットの１．Ｑを示し、γ。

ζがそれぞれ符号化ビットの１．Ｑを示す、＠）ホした
ように、符号変換器１５が行うマツピングは、誤り訂正
を施さない（ｍ−ｒ）ビットの非符号化信号をｒビット
のサブセット内の変調後の信号空間上にそれらの信号間
距離が最大となる点に配列するしのである。ｍ＝４．ｒ
＝２の場合、２２−４個のサブセット信号Ａ、Ｂ、Ｃ，
Ｄが得られ、これらの部分集合として扱われる２ビツト
の非符号化信号をそれらの距離が最大となるように変調
後の信号空間上に配列すると、第２図のようになる。図
示するように、Ａｏ〜Ａ３．Ｂｏ−Ｂ３゜Ｃ−Ｃ及びり
。−Ｄ３はそれぞれ信号空間のＩチャネルおよびＱチャ
ネル方向に１つおきに配列されている。以上のマツピン
グを行う符号変換器１５は、（α、γ）、（β、ζ）を
入力とするＤ／Ａ変換鼎で構成するとしても良いし、Ｒ
ＯＭ（Ｒｅａｄ−Ｏｎｌｙ　−Ｍｅｍｏｒｙ　）で構成
しても良い。

ＲＯＭで構成する場合には、ＲＯＭの中に第３図（ａ）
、（ｂ）をテーブルの形で保持しておく。

なお、ｍ＝４．ｍ＝２のような場合には■チャネル及び
Ｑチャネルのイコ号は１ビツトの符号化ビットと１ビツ
トの非符号化ビットとの単純な自然２進加算を行うこと
で、第２図に示す信号空間上の１６個の信号が得られる
。従って、この場合は符号変換器１５は不要となる。し
かしながら、６４値や２５６値のようなより多値の場合
や、符号器１１１〜１１．を奇数個設けたような場合に
は、符号変換して信号空間上に配置する必要がある１、
次に本実施例の動作をｍ＝４．ｒ＝２の場合を例にとり
説明する。

Ｄｏ−０３の４ビツトのベースバンド信号のうち、Ｄｏ
及びＤｌは符号変換器１５に直接送られ、Ｄ　及びＤ３
はそれぞれ符号器１１１及び１１２でブロック符号化さ
れ、符号変換５１５に送られる。これらの信号は符号変
換器１５で上記マツピング処理された後、変調器１２で
直交変調され、多値ＱＡＭ信号が出力される。

復調側のＩＩ調器１３は受信した多１ｆｌＱＡＭ信丹を
復調し、２ビツトの軟判定ビットＳを含む合計６ビツト
を出力する。この６ビツトの信号はディジタル遅延回路
１７を介して、非符号化信４号再生器１８に送られる。

（ｍ＝４．ｒ＝２の場合、符号逆変換器１６によるデー
マツピング処理は不要）。また２ビツトのサブセット信
号は復号器１４１及び１４２で誤り訂正される。

いま、第４図に示すように、送信符号系列を・・・Ｂｏ
、Ｄｌ、［３３，Ａ２．Ｄｏ、Ｃｏ、・・・とじ（同図
（ａ））　、時刻（タイムスロット）しｎ＋２及びｔ、
＋４で符号誤りが発生し、送信符号系列中のＢ３及びり
。がそれぞれＡ３およびＡ１に誤ったとする（同図（ｂ
））。また、このときの受信信号の位置を第５図に示す
信号空間上第５図にそれぞれム、■で表わす。尚、第５
図中、ｅＩ及びｅｑはそれぞれ■チャネル及びＱチャネ
ルの誤差ビットを表わし、ｅｌとｅ。で軟判定ビットＳ
が形成される。非符号化信号再生器１８は誤り訂正が行
われた時刻において、■チャネル及びＱチャネルのそれ
ぞれの２ビツトに、軟判定により得られた誤差ビットを
ｅ（及びｅ、をそれぞれ加篩し、その上位ビットを誤り
訂正された非符号化ビットとする。

例えば時刻ｔ。＋２において、非符号化信号再生器１８
はＡ３＋ｅの演梓を行う（ｅはｅ（とｅｇで表わされる
軟判定ビットＳ）、このときＢ３をＡ３と誤ったのであ
るからＩチャネルのみの誤りである。この場合、軟判定
ビットはｅ（＝１となる（第５図中の受信信号点ムはＡ
３の信号点に対し誤差ビットｅ■が１の方向にずれてい
る）。また、信号点Ａ３の■チャネルの２ビツトは“１
ｏ゛′で、Ｑチャネルの２ビツトは“１０゛′である。

従って、 Ａ３＋ｅ　　−８３ Ｉｃｈ　　１０＋ｅｔ　”　１１ ＱＣｈ　　１０　　　　　＝１０ となり、Ａ３は上記演算により得られた信号点（１，１
，１，Ｏ）、すなわちＢ３に誤り訂正される。尚、誤っ
たサブセット信号Ａ（γ＝０．ζ−〇）は復号器１４　
及び１４２で誤り訂正が行なわれ、誤り訂正されたサブ
セット信号Ｂ（γ＝Ｏ０ζ＝・Ｏ）が得られる。

また、時刻ｔ。、４において、非符号化信号再生器１８
は［］、−）ｅの演算を行う。このとき、Ｄ０をＡ１と
した誤ったのであるから、Ｉチャネル及びＱチャネルの
いずれもが誤りを含む。この場合、第５図の信号点Ａ１
と受信１８号点との関係から、軟判定ピッ）・ｅ■＝Ｏ
，ｅｏ　＝・Ｏとなる。また、信号点Ａ１の１チヤネル
の２ビツトは“１０″でＱチャネルの２ビツトはパ００
”である。従って、Ａ　　＋ｅ　　＝Ｄ０ １ｃｈ　　１０＋（３Ｉ＝＝Ｏ’Ｉ Ｑｃｈ　　ＯＯ＋ｅＱ＝＝０１ となり、Ａ３は上記演算により得られた信号点（０，０
，１，１）、すなわちＤｏに誤り訂正される。尚、サブ
セット４１号の誤りは復号器１４１及び１４２で訂正さ
れ、誤り訂正された１ノ−ブセット信号Ｄ（γ＝１．ζ
＝１）が得られる。

以上のようにして、誤りＪ［正が行われる。

ここで、ｍ＝４．ｒ＝２の場合の非符号化信号再生器１
８で行われる上記誤り訂正のアルゴリズムを実行する具
体的構成を第６図に示す。図示するように、非符号化信
号再生器１８は■チャネル部分１８、とＱチャネル部分
１８ｏとから成り、両者は同一なので、■チャネル部分
１８．の回路構成のみ示しである。Ｉブ１？ネルの誤り
５１正（，１、インバータ２０．２３及び２４、排他的
論理和回路２１．アンド回路２２．２５及び２６、並び
にオア回路２７を図示のとおり接続することで構成され
る。尚、図中１．０１は非ｉ１″号化ビット（α、β）
、１２．Ｑ２は符号化ビット（γ。

ζ）、１１　、Ｑｌ　は誤り訂正された非符号化ビット
、２．．２ｏは復号器１４１及び１４２にり得られる誤
り訂正パルス（シンドローム［１ケータ）であり、誤り
が発生したときに１となる。動作において、例えば時刻
ｔ。＋４において、■チャネルｔｔｌ　　−１，ｌ２＝
Ｏでありｅ１＝０なので、排他的論理和回路２１の出力
は１、従って、アンド回路２５及び２６の出力もそれぞ
れＯとなり、１’−０となる。一方、ＱチャネルはＱ、
＝０゜Ｑ　　−０であり、ｅｏ＝１なので、Ｑ、’＝０
となる１゜ 第６図に示す回路は２ピツト＋１ビツト全加算器であり
、上位１ビツトを出力するものであるが、一般的には多
ビットの仝加粋器で構成することができる。

■ス上、本発明の一実施例を説明した。上記実施例は１
．Ｑチャネルの４値イｎ号を自然２進で表わした場合の
例であったが、周知のごとく、一般的な多値ｍ号の場合
には１符号誤りが１ビット誤りとなるグレイ符号を用い
る方が誤り率特性に優れる。特に、誤り訂正を行った場
合、非符号化ビット系列に多重誤りの発生を低減するこ
とができる。

例えば１重誤り訂正可能な符号器及び復＠器を用いた場
合の２ビツトの伝送系で、１ブロツク中に２符号に誤り
が発生しても、グレイ符号の場合２ビット誤りにしかな
らない。２ビツトの誤りが２系列に分配されたとすれば
、各系列は１重誤りが発生したことになり訂正可能とな
る。これに対し、自然符号の場合は２〜４ビット誤りと
なり、訂正できない場合もある。

非符号化ビットについては、特に誤訂正の場合、その効
果が顕著になる。例えば第７図に示すＪ、うに、０〜７
の送信符号（３ピッ１−）を２ビツトの非符号化ビット
と１ビツトの符号化ビットで伝送する場合を考える。こ
の場合、復調器における多値識別は、自然２進で動ｎす
るものとする。送信符号３を４と誤訂正をした場合、非
符号化ビットは１が加算されるため、０１１→１００（
自然２進演算）となり、非符号化ビットは０１−＋１０
となるため２ビツトの誤訂正となる。しかし、グレイ符
号化されていれば、この後グレイ変換される（１０→１
１）ため、非符号化ビットは０１→１１となり、１ビツ
トの誤訂正で済む。

このグレイ符号を用いる場合は、ｍビットのべ−スパン
ト信号のうちｒビット符号化信号、（ｍ「゛）ビットの
非符号化信号が信号空間上でそれぞれグレイ符号となる
ように符号変換する。一方、復調側では多値識別結果を
符号化信号ｒビットのみグレイ符号化した後に復号処理
を行う。一方、この復号処理の結果にもとｆき（ｍ−ｒ
）ビットの非符号化信号を選択した後、グレイ変換を行
う。

このグレイ符号を用いた場合のシステム構成は、第１図
と同様のもので良い。

次に、本発明効果を明らかにするために、実験結果を説
明する。

第８図は、２５６Ｑ　Ａ　Ｍ信号の誤り率特性を示す図
である。図の横軸はキャリア対雑音比（、（３）（ＣＮ
Ｒ：　Ｃａｒｒｉｅｒ　−ｔｏ−Ｎｏ１ｓｅ　　Ｒａｔ
ｉｏ＞を表わし、′Ｉｉ軸はビット誤り率（ＢＥＲ：Ｂ
ｆｔＥｒｒｏｒ　　Ｒａｔｅ　）を表わす１．誤り訂正
符号としてＢＣＨ（３１，２６，１＞符号（ブロック長
＝３１、情報ビット：２６．誤り訂正可能ピット数：１
）を第９図に示す従来の構成に適用した場合、符号化ビ
ット２６／　３１で、ビット誤り率１０−４における符
号把料（すは約２出である。一方、第１図に示す本発明
の構成に適用した場合、−例としてｍ＝８、ｒ＝２の場
合にはＢＣＨ（３１，１１，５）符号が従来と同じ符号
化効率（２６／　３１　）として使えるため誤り訂正能
力が向上し、第８図に示すように約５ｃＥの符号化利得
を得ることができる。なお、全系列にＢＣＨ（３１，１
１，５）符号を適用した場合（符号化効率：　１１／３
１）とくらべ、ピッ１〜誤り率特性が劣化しているのは
、符号化ビットを訂正した時に軟判定ビットの極性が誤
った場合、非符号化ビットが誤ること、及び符号化ビッ
トの誤訂正時に発生する誤り伝搬による。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、ベースバンド信
号を符号化ビットと非符号化ビットとに分け、符号化ビ
ットをブロック符号化したサブセット信号中に非符号化
ビットを部分集合として変調後の信号空間上で信号間距
離が最大となる点に配置して送信し、復調側ではサブゼ
ット信号復調時に誤り訂正が行われたタイムスロットに
おいて、非符号化ビットを誤り訂正後のサブセット信号
のうち受信信号点に最も近い距離にある信号を選択する
ことにより再生することとしたため、回路を大規模化す
ることなく、符号化効率及び符号把料（りがいずれも大
きい多値ＱＡＭ通信方式を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

Ｍ１図は本発明の一実施例のブロック図、第２図は本発
明の一実施例におけるマツピングを説明するための信号
空間を示す図、第３図は本発明の一実施例における符号
化ビットと非符号化ビットを説明するための図、第４図
は第１図中の非符号化信号再生器で行なう非符号化信号
の誤り訂正を説明するために用いられる送信符号及び受
信符号を示す図、第５図は符号誤り発生時の受信信号位
置を示すための信号空間を示す図、第６図は非符号化ビ
ットの誤り訂正を行う非符号化信号再生器の一構成例の
回路図、第７図はグレイ符号を用いた場合の実施例の説
明図、第８図は本発明の詳細な説明するための誤り率特
性を示す図、及び第９図は現在提案されている多値ＱＡ
Ｍ通信方式のブロック図である。 １１１〜１１　・・・符号器、１２・・・変調器、１３
・・・復調器、１４〜１４．・・・復−号器、１５・・
・符号変換器、１６・・・符号逆変換器、１７・・・デ
ィジタル遅延回路、１８・・・非符号化信号再生器。 （ｂ） 本発明の一実施例のブロック図 第 図 ＝・ｔｌ、　ｔｎ＊ｌ　、　！ｎｅ２　、　ｊｒ＋４　
、　ｔｎ＊４　、　ｔｎ’ｓ　・＝（α）・・・８Ｇ。 Ｂコ Ｄｏ。 Ｃｏ・・・ 非符号化信号の誤り訂正を説明するために用いられる符
号を示す図 第４図 符号誤シ発生時の受信信号位置を示す図第５図 本発明の実施例におけるマツピングの説明図第２図 軍 図 非符号化ビットの誤シ訂正を行う回路図第 図 ７−送信行帰 １−符号化ビ／ト ゲレイ符号を用いる実施例の説明間 第 図 本発明の詳細な説明するための誤り宅特性を示す図提案
されている多値ＱＡＭ通借方式のブロック間第 図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 送信側では、多値数２＾ｍ（ｍは正の整数）の多値変調
   信号を構成するｍビットのベースバンド信号のうち、ｒ
   ビット（２≦ｒ＜ｍ）をそれぞれ独立にブロック符号化
   して誤り訂正符号化された２＾ｒ個のサブセット信号を
   得、誤り訂正を施さない（ｍ−ｒ）ビットの非符号化信
   号をｒビット中の部分集合として、変調後の信号空間上
   に（ｍ−ｒ）ビットの信号間距離が最大となる点に位置
   するように変調して送信し、 受信側では、受信した信号を多値識別してｍビットの信
   号を得、誤り訂正符号化されたｒビットの信号をそれぞ
   れ独立に復号してサブセット信号を再生するとともに、
   （ｍ−ｒ）ビットの非符号化信号は、サブセット信号の
   再生に際して誤り訂正が行なわれたタイムスロットでは
   、訂正されて得られたｒビットのサブセット信号のうち
   受信信号点に最も近い距離にある信号点を部分集合の中
   から選択してこれに含まれる（ｍ−ｒ）ビットを非符号
   化信号として再生し、誤り訂正が行なわれなかったタイ
   ムスロットでは、多値識別により得られた（ｍ−ｒ）ビ
   ットをそのまま非符号化信号として再生することを特徴
   とする多値ＱＡＭ通信方式。