JPH02228115A - トランスバーサルフィルタ及びリカーシブフィルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、−射的には無線周波数フィルタ回路詳しくは
トランスバーサルフィルタ及び回帰（リカーシブ）フィ
ルタに関する。

［背景技術］ 技術上知られている通り、トランスバーサルフィルタは
、複数の時間間隔で信号を抽出（サンプリング）し、抽
出した個々の各信号を重み付けし、さらに抽出した個々
の信号を加算して、出力信号を形成する。

トランスバーサルフィルタは、デジタル信号処理に広く
使用されている。しかし、トランスバーサルフィルタの
アナログ変換も知られている。ｆｌｌ別の構成部品で組
み立てられた従来技術のアナログ・トランスバーサルフ
ィルタの代表例は、ワグナ−社の米国特許第４，２９１
，２６８号に開示されている。ワグナ−社は、複数のト
ランスバーサル要素により出力遅延線（伝送路）に接続
した入力遅延線（伝送路）を有するトランスバーサルフ
ィルタについて記述している。この入力遅延伝送路と出
力遅延伝送路はいずれも、分布マイクロストリップ伝送
路である。伝送路は、トランスバーサル要素の周波数よ
り高い遮断（カットオフ）周波数の低域特性を有してい
る。電界効果トランジスタは、入力伝送路と出力伝送路
との間を通る信号を重み所定の位相遅延に対応する位相
シフトしｌ１１分間している。同様に、出力伝送路の電
極も、所定の位相遅延に相当する位相シフトｔｂ分離間
している。

入力信号は入力遅延伝送路に沿って伝搬し、トランスバ
ーサル要素と数個の接続部で連続的に接続している連続
した各接続部には、Ｎｔ、により与えられる連続的に増
大する位相遅延が設定される。同様に、各トランジスタ
からの出力信号も、出力伝送路の出力端子に位相遅延Ｎ
（ｔａ十ｔｂ）で連続的に接続しており、この場合Ｎは
、トランジスタの入力端子間の位相シフトの長さを表わ
す数である。

トランスバーサルフィルタの理論では、トランスバーサ
ル要素に対し重み付け係数の値を選択することにより、
選択されたフィルタの応答が設定されることが知られて
いる０例えば、バンドパス、ローパス、またはバイパス
・フィルタの応答特性は、このように選択され、設定さ
れる。

ワグナ−フィルタとこの種の先行技術のフィルタの場き
、帯域端での急傾斜、または鋭い周波数カットオフを有
するバンドパス特性を設定するには、代表例として０〜
２６を越える多数のトランスバーサル要素を有すること
が一般的に必要である。このことは、マイクロストリッ
プ伝送路がトランジスタの周波数特性よりがなり高い遮
断特性を持っているので、ワグナ−回路にも当てはまる
。

従って、伝送路は、フィルタの周波数通過帯域の基本形
状には寄与していない。

ワグナ−フィルタの位相遅延ｔ８及びｔｂが、フィルタ
の作動周波数において波長の１７４の倍数に関係がある
とした場合、非常に急峻な帯域端の傾斜を有するバンド
パス特性を設定するためには、入力及び出力遅延伝送路
の長さはすべて２５×λ／４つまり６．２５λの長さで
なければならないことは明らかである。

例えば、モノリシックマイクロ波用集積回路の構成材料
として適・しているヒｆヒガリウムの場合。

１０ＧＨｚの波長は約１１−輪に等しい。従って、１０
ＧＨｚではトランスバーサルフィルタの長さは約１３２
１に等しい。このような回路は、モノリシックマイクロ
波集積回路の場合、極端に大きいものになる。その上、
チップはすべて大きくなるので、ウェーハ当り処理加工
することが出来るチップの数は同時に減少し、回路のコ
ストは比較的に高い。

モノリシックマイクロ波集積回路の利点の１つは、１回
の組付け工程で１枚のウェーハに多数の同じ回路の組付
けが出来ることである。この利点は、チップが大きい場
合低下する。さらに、ウェーハが特別なものであっても
、ウェーハ当りの回路数が少なく、完全で使用可能な素
子を１個装作するために広範囲に亘って正常な処理を行
う必要があるなどのために、それから製作される素子の
歩どまりは同時に低下する。電気的に、伝送路の長さは
また、マイクロ波素子の設計者にとって間転となる。長
さ１３２ｍｍの伝送路は、損失が非常に大きくなる傾向
があり、従って重み付け係数を目標値に維持するため複
雑な補償が必要となる。

そのほかに、この技術から期待される大型集積回路は、
回路としである用途に使用することは難し用フェーズド
アレー回路網の要素がある。前述したような非常に大型
の回路は、フェーズドアレー回路網の要素が一般にλ／
４乃至λ／２（自由空間）の波長だけ離れて配列されて
いるため、フェーズドアレー回路網に使用することは非
常に困難になる。

ワグナ−社に代表される通常のトランスバーサルフィル
タの第２の問題は、帯域フィルタとして、調波通過帯域
も存在することである。入力及び出力の伝送路が有して
いるモノリシック伝送路の基本的帯域特性が、低域フィ
ルタとして、所要のフィルタ通過帯域より非常に高い遮
断周波数を有するために、調波通過帯域が形成される。

回路は、与えられ周波数帯域の全域で、各要素を通る信
号の成分がある所定の位相関係に合成されるように設計
されている。しかし、この周波数帯域の調波においても
、この関係が成立する。従って、トランスバーサルフィ
ルタのすべての調波の中には、これに対応する通過帯域
がある。トランスバーサルフィルタのいくつかの用途、
例えば電子監視測定システムにおいて、調波通過帯域が
存在すると、受信した信号の処理が一層困難になるか、
あるいは調波帯域を除去するため他のフィルタを使用す
ることが必要になる。

リカーシブフィルタはトランスバーサルフィルタに類似
しているが、リカーシブフィルタが回帰要素、すなわち
、複数の時間間隔で出力信号を抽出して、出力信号をフ
ィルタの入力側へ帰還する要素から構成されている点が
異なる。リカーシブフィルタが、リカーシブフィルタを
使用してワグナ−特許に記載されている同じ方式で構成
されるならば、トランスバーサルフィルタに関連した問
題が同様にリカーシブフィルタにも当てはまる。

帰還動作によるリカーシブフィルタは一般にトランスバ
ーサルフィルタより小型である。ワグナ−特許に記載さ
れている構造は、２つの反対方向に接続した２つの電界
効果トランジスタを必要としているので、回帰要素に容
易に適用出来ない、このような特定の構成で行われる帰
還は非常に不安定である。

従って、多数のトランスバーサル要素または回帰要素が
、配列間隔を大きくする必要もなく使用される場合に設
定される所要の周波数傾斜特性を有するアナログトラン
スバーサルフィルタまたはアナログ・リカーシブフィル
タを備えていることが望ましい、さらに、調波通過帯域
を持たないトランスバーサルまたはりカーシブ帯域フィ
ルタを備えていることも望ましい。

［発明の概要］ 本発明によれば、帯域フィルタは、このフィルタの第１
の入力端子と出力端子とに接続した通過帯域フィルタの
一対の帯域端に対応する遮断周波数を有する位相遅延伝
送路と、フィルタの第２の入力端子と出力端子とに接続
した通過帯域フィルタの一対の帯域端に相当する遮断周
波数を有する進相伝送路と、位相遅延伝送路と進相伝送
路との間に送られる信号の連続的位相シフトされた部分
の重み付けする手段とから構成されている。遅延伝送路
と進相伝送路の遮断周波数は、帯域トランスバーサルの
帯域端（周波数周縁）の周波数と一致するように選択さ
れている。この特有な構成によって、フィルタの基本的
応答性つまり帯域の形状は位相遅延伝送路と進相伝送路
とにより決定する。

少数のトランスバーサル要素または回帰要素は、所要の
鋭い、つまり急勾配の帯域端の傾斜を有する帯域フィル
タ応答性を持っていることが必要とされる０位相遅延伝
送路は、通過帯域特性の上側端に対応する遮断周波数を
有するように選択されるが、進相伝送路は、通過帯域特
性の下側端に対応する遮断周波数を有するように選択さ
れる。これにより、フィルタには基本通過帯域特性が設
定される。各連続信号に対する重み付け値を適切に選定
することにより、帯域フィルタは、帯域端において鋭い
周波数のロールオフを持つことが出来る。この重み付け
手段は、トランスバーサル要素と回帰要素を選択して組
合せることができる。進相伝送路と位相遅延伝送路とを
組合せた基本通過帯域特性によって、調波通過帯域はほ
かにろ波する必要もなくなり、除去される。さらに、基
本通過帯域特性により、先行技術では一般に必要とされ
たように、鋭い周波数のロールオフを持つために多数の
トランスバーサルまたは回帰要素を偏える必要はなくな
る。かようにして、コンパクトで、製作が容易で、低コ
ストのモノリシック要素が可能となる。

好ましい実施！Ｉ！Ａａ！では、重み付け手段は複数の
トランスバーサル要素より成っており、各要素は、′進
相伝送路と位相遅延伝送路とに接続して配置された電界
効果トランジスタより成っている０重みけけ手段は、信
号の伝搬に対し割りつけられた所要の重みＣ寸は値に従
って、トランジスタの大きさを選択することにより接続
された信号に対し選択重み付けを設定するために選択さ
れる。

本発明のほかの特徴によれば、バイパス、ローパス、バ
ンドパス周波数特性のなかで！！ＬＩＩ先の特性、及び
入力端子と出力端子とを有するトランス・バーサルフィ
ルタは、ローパス、バイパス、バンドパス特性から選択
された第１と第２の伝送路より成り、前記の各伝送路は
、複数の集中定数要素より成っている。伝送路に対応す
る周波数特性は、トランスバーサルフィルタに対応する
周波数特性に一致するように選択されている。この一対
の伝送路のうち第１の伝送路は入力端子に接続し、第２
の伝送路は出力端子に接続している。重みけけ手段はこ
れらの伝送路に接続し、入力端子に接続した伝送路に沿
って伝搬する入力信号からの複数の重み付けされた振幅
信号部を出力信号に接続した伝送路へ送る。この特定な
構成により、トランスバーサルフィルタの所要通過帯域
特性の基本形状は、一対の回路網の遮断周波数がフィル
タの通過帯域周縁周波数に隣接するように選択すること
により設定される。従って、フィルタの基本応答性は、
トランスバーサル要素によるよりはむしろ、回路網の選
択フィルタ応答性により設定されるので、トランスバー
サルフィルタの帯域端において鋭い周波数ロールオフを
設定するのに必要なトランスバーサル要素の数は実質的
に減少する。このようにして、より少数の要素、従って
より小さいチップを有するトランスバーサルフィルタが
、モノリシックのマイクロ波集積回路として製作出来る
。そのほかに、トランスバーサル要素の重み付け値を適
切に選択することにより、低域及び高域の応答性以外に
ほかのフィルタ応答性を設定することが出来る。

［実施例］ 第１図について説明する。電子監視測定（ＥＳＭ）受信
機のフロントエンドが、ハイブリッド結き器１４に接続
し、一対の低雑音増幅器１６に信号を伝送するフェーズ
ドアレーエレメント１２により構成されていることを示
している。このように、フェーズドアレーエレメント１
２から垂直偏波と水平鋼波された電磁信号が前記績き器
１４を介して伝送される。この信号から、右旋円偏波と
左旋円偏波された出力信号が形成され、この信号は低雑
音増幅器１６により増幅され、振幅−位相制御回路１８
／＼送られる。必要とされる振幅−位相制御回路は一般
に移相器と減衰器である。

振幅−位相制御回路１８の出力端子から、この信号は一
対の周波数マルチプレクサ２０ａと２０１）へ送られる
。周波数マルチプレクサ２０ａと２０ｂはここでは構成
図で示されており、第２図との関連で再度説明する。こ
の装置は、端子１９ａと１９ｂへ送られる入力信号から
、入力信号の周波数特性に従って、出力信号の複数の組
合せから一対の出力信号を形成して、端子２１ａ〜２１
１１及び２１ａ〜２１１１′に出力する。すなわち、周
波数マルチプレクサ２０ｍは、第２図に関連して説明す
るような方法で周波数帯域幅を選択して、入力信号を左
旋回は波と右旋円偏波の複数のサブ帯域信号に分割する
。周波数マルチプレクサ２０ａの出力端子２１ａ〜２１
ｈと周波数マルチプレクサ２０１）の出力端子２１ａ°
〜２１ｈ゛とは混合器（ミクサ）袖増幅器の回路２２ａ
〜２２ｈ、２２ａ°〜２２ｈ’に信号を送。

社峰り、この信号は局部発振器の信号ＬＯにより送られ
、信号ＬＯは、回路２２　ａ〜２２ｉｔと２２ａ′〜２
２ｈ゛の混合器部と協調して、一般に知られた方法で中
間周波の周波数信号をその回路の出力側に供給する。

周波数マルチプレクサ２０ａと２０ｂは、奇数のサブ帯
域は出力端子２１ａ〜２１ｄと２１ａ″〜２１ｄ°に接
続し、偶数のサブ帯域は出力端子２１ｅ〜２１ｈと２１
ｅ°〜２１１＋’に接続するように偶数と奇数のサブ帯
域を形成するように配列されている。

この出力信号は、ここで電力結合器２４ａ、２４ｂ２４
　ａ’　、　２４　ｂ’により結合され、受信処理器２
６へ送られる。ほかに諸作動のあるなかで、受信処理器
２６は、電力結合器２４ａ〜２４ｂと２４ａ’〜２４ｂ
′の出力端子からの信号を比較する。入力信号を分割し
、偶数と奇数のサブ帯域の信号成分を結合することによ
り、受信処理器２６は、フィルタの周縁あるいはロール
オフ特性がよく知られている限り、サブ帯域を通過する
か隣接する偶数と奇数のサブ帯域の間を通過する入力信
号を探知する。かように、出力結合器２４ａ、２４ｂ、
からの出力は受信処理器２６へ送られ、一般に知られた
方法でそこに送られた信号の特性について、決定が受信
処理器によって行われる。

第２図について説明する。第１図の受信機に使用されて
いる８チャンネル周波数マルチプレクサ２０ａの第１の
実施Ｂ様は、複数の、この場きは７個のダイプレクサ回
路３０，３１ａ、３　ｌｂ、及び３２ａ・〜３２ｄより
構成していることを示している。

ダイプレクサ３０．３１ａ、３１ｂ、及び３２ａ〜３２
ｄはそれぞれ選択されて、一対の通過帯域特性を有して
いる。殊に、周波数マルチプレクサの入力側に接続した
ダイプレクサ回路３０は選択されて、比較的に広い周波
数通過帯域特性を有しているが、一方で周波数マルチプ
レクサ２０ａの出力側２１ａ〜２１ｈにあるダイプレク
サ要素３２ａ〜３２ｄが選択されて、比較的に狭い帯域
の周波数特性を有している。

ここに説明した例では、ＥＳＭ受信機は縁６〜１８　Ｇ
　Ｈｚの帯域幅を有している。従って、８チャン本ルの
マルチプレクサ２０ａの端子１９へ送られる入力信号は
６〜１８ＧＨｚの帯域幅を有している。８個のチャンネ
ルは、各周波数マルチプレクサ２０ａと２０ｂの出力側
から受信するので、前記チャンネル２１ａから２０ｂの
各チャンネルは１．５ＧＨｚの通過帯域を持っている。

さらに、説明した構成により、奇数のサブ帯域が出力側
２１ａ。

２１ｃ、２１ｅ、２１ｇで図に示すように形成され、偶
数のサブ帯域が出力側２　ｌｂ、２１ｄ、２１ｆ、２１
ｈで形成される。

かように、第１ダイプレクサ要素３０は一対の通過帯域
を持っており、第１の通過帯域は６〜１６．５Ｇ　Ｈｚ
の範囲であり、第２の通過帯域は７．５〜１８ＧＨｚで
ある。第１の通過帯域はダイプレクサ３１ａに送られる
。ダイプレクサ３１ａは奇数ダイプレクサ要素３２ａと
３２ｂへ送信するが、ダイプレクサ３１ｂは偶数ダイプ
レクサ要素３２ｃと３２ｄへ送信する。ダイプレクサ３
０ａは、サブ帯域ＳＢ１〜５Ｂ７（出力側２１ａ〜２１
ｉｒ）に対応するサブ帯域で構成しており、ダイプレク
サ３１ａに送信する。かように、ダイプレクサ３０の出
力側から８Ｗｉのサブ帯域が送り出される９ダイプレク
サ３１ａは、チャンネルつまりサブ帯域ＳＢＩ〜ＳＢ３
に対応する第１の信号と、サブ帯域ＳＢ５〜ＳＢ７に対
応する第２の信号を形成する。従って、サブ帯域Ｓ　Ｂ
　４は、第２のダイプレクサ要素において排除される。

第１奇数ダイプレクサ３２ａは、サブ帯域Ｓ８１とＳＢ
５を形成し、第２偶数ダイプレクサ３２ｂは、サブ帯ｔ
４　Ｓ　Ｂ　５とＳＢ７を形成する。かように、サブ帯
域ＳＢ２は第１の奇数サブ帯域ダイプレクサ３２ａから
排除され、サブ帯域ＳＢ６は第２の奇数ダイプレクサか
ら排除される。同様に、サブ帯域ＳＢＩ、ＳＢ３゜ＳＢ
５．ＳＢ７は奇数ダイプレクサ３２ａと３２ｂの出力側
２１　ａ、２１　ｃ、２１ｅ、２１ｇに形成される。

ダイプレクサ３０はまた、サブ帯域ＳＢ２〜ＳＢ、８よ
り成る出力信号を形成し、サブ帯域ＳＢ１はダイプレク
サ３０の第２出力側から排除される。サブ帯域Ｓ８２〜
ＳＢ８は、サブ帯域ＳＢ２〜ＳＢ４より成る第１出力信
号とサブ帯域ＳＢ６〜ＳＢ８より成る第２出力信号を形
成するダイプレクサ要素３１ｂへ送られる。このように
して、サブ帯域ＳＢ５は第２ダイプレクサ要素３１ｂか
ら排除される。ダイプレクサ３２ｃは、出力側２１Ｆと
２１ｄにおけるサブ帯域ＳＢ２とＳＢ４に対応する通過
帯域を形成し、サブ帯域ＳＢ３を排除するが、ダイプレ
クサ３２ｄは、出力側２１ｆと２１１１においてサブ帯
域ＳＢ６とＳＢ８に対応する通過帯域を形成し、サブ帯
域ＳＢ７を排除する。

従って、周波数マルチプレクサ２０ａの出力側において
は、端子２　ｌｂ、２１ｄ、２１ｆ、２１ｈにおいて偶
数サブ帯域が形成され、端子２１ａ、２１ｃ。

２１ｅ、２１ｈにおいて奇数サブ帯域が形成される。

第３図について説明する。８チヤンネル・マルチプレク
サのほかの実施態様が示されており、第２図に関連して
説明したダイプレクサ３ｏが構成に含まれている。ダイ
プレクサ３０は、図に示されるように、一対の４対１の
電力分割器３４ａと３４ｂに送信する一対の出力部を備
えている。電力分割器３４ａは帯域フィルタ３６ａ、３
６ｃ、３６ｅ。

３６ｇに送信するが、電力分割器３４ｂは帯域フィルタ
３６ｂ、３６ｄ、３６ｆ、３６ｂに送信する。帯域フィ
ルタ３６ａ〜３６！１の各特性は、図に示されるように
、サブ帯域Ｓ８１〜ＳＢ８の形成を示した周波数の全域
で１．５ＧＨ２の通過帯域を有するように選択されてい
る。第２図のダイプレクサ３０゜３１ａ、３１ｂ、と３
２ａ〜３２ｄ、及び第３図のダイプレクサと帯域フィル
タは、この場合すべて、トランスバーサルフィルタまた
はリカーシブフィルタにより設定されている。ダイプレ
クサは、共通の入力伝送路を共用するように配置された
２個のトランスバーサルフィルタを使用して設定される
。

帯域フィルタは、帯域特性を有するトランスバーサルフ
ィルタからリカーシブフィルタのいずれかである。

ここでは、このような用途に容易に対応して使用出来る
トランスバーサルフィルタとりカーシブフィルタが説明
されている。

第４図について説明する。トランスバーサルフィルタ４
０の一般化した構成図が示されており、ローパスフィル
タ、バイパスフィルタ、バンドパスフィルタの各特性の
なかから選択された選択通過帯域特性を有する集中を定
数）要素より成る入力回路網４１がトランスバーサルフ
ィルタの一部を構成している。トランスバーサルまたは
回帰要素より成る重み付け回路１２１４２は、入力回路
網に送られる入力信号の連続した成分が重み付け回路網
の重み付け要素の連続した各要素に接続するように、入
力回路網に接続して配置されている。重み付け回路網の
出力側は、ローパスフィルタ、バイパスフィルタ、バン
ドパスフィルタの各特性のなかから選択された選択通過
帯域を有する集中（定数）要素より成る出力回路網に接
続している。重み付け回路４２は、回路網４１へ送られ
た入力信号の連続した成分を送る。入力信号の各成分は
、出力回路網４４に対する係数Ａ　０．　Ａ　＋　、　
Ａ　２　　　　Ａ　ｒ、で表される割りつけられた重み
を持っている。回路Ｍ４４１と４４は、一対の端子４１
ａ、４１ｂと４４ａ。

４４ｂをそれぞれ有している。前記一対の端子の１つは
、すべてトランスバーサルフィルタ４０の入力端子と出
力端子とになっている。ほかの一対の端子はインピーダ
ンス終端である。この終端は無限大のインピーダンスを
有する開放回路網であるか、特定の回１ＩＩＩＩｖｉの
特性インピーダンスのようなほかのものであることが望
ましい。

重み付け回路１１１４２は、入力回路網と出力回路網と
の間を流れる連続信号から選択した成分と接続する要素
より成っている。−最に、入力側から出力側に接続する
トランスバーサル要素は、入力側としてのゲート電極と
出力側としてのドレイン電極とを有する電界効果トラン
ジスタである。出力側から入力側に（フィードバック）
接続する回帰要素も、電界効果トランジスタを使用する
と安定性に対し複ｍな配慮が必要であるが、電界効果ト
ランジスタとすることも出来るが、抵抗水のような受動
成分であることが好ましい。係数は、ここで説明してい
るように修正されたよく知られているフィルタ理論に従
って、トランジスタの寸法（ゲートの長さの選択）を変
えることにより得られる。

これにより、トランジスタは種々のゲイン、従って重み
を持つことが出来る。同様に、回帰要素の場合では、抵
抗体の値は異なる重み付けを持つように選択され、殊に
代表的値として５０．Ω〜２にΩの範囲にあることが出
来る。

第４図に示された一般的回路網は、通過帯域特性を希望
通りに設定するように構成することが出来る。トランス
バーサルフィルタの応答性の基本形状は、トランスバー
サルフィルタの応答性に対応する選択された通過帯域特
性を有する集中要素の回路１１１４１と４４を使用する
ことにより設定される。重み付け装置は、従来例に示さ
れているように、応答の基本形状を形成するよりも、応
答性を改善することに（帯域端においてより鋭いカット
オフまたはロールオフ）使用される。

バンドパスフィルタの応答性の事例を、第５〜７図と第
５Ａ〜７Ａ図に関連して個々に説明する。

下記の表１は、基本通過帯域特性を係数Ａ０〜Ａ　１１
の適切な選択によって改善するため、適用することは可
能であるが、回路網４１と４４に対してすべてはｊＨ択
出来ない０回路１１４１と４４は、トランスバーサルフ
ィルタの遮断周波数に対応する遮断周波数を有している
。

表１ ４１　　　　４２　　　”’　　の型 ローパス　　ローパス　　ローパスフィルタローパス　
　バイパス　　バンドパスフィルタバイパス　　ローパ
ス　　バンドパスフィルタバイパス　　バイパス　　バ
イパスフィルタバンドパス　バンドパス　バンドパスフ
ィルタそのほかに、２つの通過帯域を重ね消し合った２
種類の遮断周波数を有する回路網を設定することにより
、さらに変ったフィルタ応答性が可能である。広帯域の
入力回路網と出力回路網を採用している通常のトランス
バーサルと異なって、本発明では、トランスバーサルフ
ィルタは、トランスバーサル用の通過帯域特性を部分限
定するために使用する通過帯域を有する集中要素より成
る回路網を採用している。これについては、第５〜７図
と第５Ａ〜７Ａ図に関連して、詳しく説明する。

最初に第５図と第５Ａ図について説明する。トランスバ
ーサルフィルタ５１°の第１の一般的実施態様が示され
ており、複数の直列接続した誘導子（インダクタ）Ｌｌ
〜Ｌ、と並列接続したコンデンサＣ１〜Ｃ１より成る回
路１１１４２がその一部を構成している１回路Ｍ４４１
は、回路ｍ４１の特性インピーダンスに従ってその特性
インピーダンスを有し、集中要素の形で構成されたロー
パスフィルタとして設定されており、それに送信された
入力信号に対し位相遅延を行う、出力回路網４４は、複
数の直列接続したコンデンサＣ３〜ＣＩ□と並列接続し
た誘導子り、□−Ｌ、□より構成されている。ここで回
路１４４は、それに伝搬される信号に対し進相特性を与
えるバイパスフィルタである。この場合、トランスバー
サル要素ＦＥＴＩ〜ＦＥ７５は、入力回路網４１から出
力回路［４４へ送られる選択された信号成分を接続する
ために使用される。

動作において、入力信号は入力端子４１ａへ送られる。

入力信号は、端子４４ａにおいて要素の出力側から送ら
れるべき信号の帯域幅より大きい帯域幅を有する。端子
４１ａと回路網４１との間に接続している直流ブロッキ
ングコンデンサＣは、回路１Ｉ４４２の［・ランスバー
サル要素の直流バイアス特性が反転することを防止する
ために使用される。入力信号は回路１ｌｉＩ４１に沿っ
て伝搬して、トランジスタＦＥＴＩ〜ＦＥＴ５のゲート
電極相互間の位相が連続的に増加する増加分だけ、前記
入力信号の位相は遅れる。従って、前記信号の連続して
いる成分は、位相遅延が連続的に増加し、電界効果トラ
ンジスタＦＥＴ１〜ＦＥＴ５を通って送られる。電界効
果トランジスタＦＥＴＩ〜ＦＥＴ５はすべて、入力信号
に応答して、選択的重み付けされた振幅を出力信号に与
える。

重みは、広く知られたトランスバーサル理論により、ト
ランスバーサルフィルタ５１°の所要通過帯域形状に従
って選定される。古典的理論を適用する場き、フィルタ
応答性の基本形状（帯域通過応答）は、最初に回路網４
１と４４とにより限定されることに注意しなければなら
ない、この限定により、必要なトランスバーサル要素の
数は減少する。ここで、選択された重み付け値は、トラ
ンジスタ各１個のゲート周辺条件（ゲート長）を適切に
選択することにより、トランジスタＦＥＴＩ〜ＦＥＴ５
に選定される。すなわち、比較的高い重みけけ値に重み
１寸けされるべき信号に対しては、トランジスタの周辺
は、トランジスタに高い利得と出力信号振幅を与えるた
め、比較的に大きい。

比較的高い重み付け値に重みＭけされるべき信号に対し
ては、前記重み付けされた信号に与えるトランジスタの
周辺は比較的に小さい。ＦＥＴの大きさが小さいため、
普通の方法で装着することが出来ないような極端に低い
重み付けに対しては、電界効果トランジスタの入力側に
コンデンサ形分圧器を設定することが望ましい。

トランスバーサルフィルタ４０が、ローパスフィルタよ
り成る入力伝送路とバイパスフィルタより成る出力伝送
路より構成されているので、フィルタの出力側における
帯域特性の基本形状は、主に入力回路網と出力回路網の
通過帯域特性により決定される。少数のトランスバーサ
ル要素、従って小さい回路で、所要のフィルタ応答性を
得るためには、この特殊な構成が必要である。非常に急
勾配の位相傾斜を有する帯域特性を形成するために、２
０から２５個を超えるトランスバーサル要素を必要とす
る先行技術のフィルタと相異して、本発明では、トラン
スバーサルフィルタ５１の帯域特性は、５個のトランス
バーサル要素だけで、非常に急勾配の傾、ｒ゛１となる
。

帯域フィルタのコンピュータ・シュミレーションによる
設計結果を、回路ｌ１２Ｉ４１と４４のインダクタンス
とキャパシタンスの値について、第５図に示す。ＦＥＴ
Ｉ〜ＦＥＴ５に関する重み関数の直を第６図に示す。

このような回路はまた、接地面導体を有するヒ１ヒガリ
ウム基板上に形成した適当なドーパントのし化ガリウム
より成る金属電極半導体の電界効果トランジスタを使用
して製作される。フィルタ応答性の測定結果（Ｉ３２１
１順方向伝送比、ＩＳ順方向遮断比、ＩＳ２□１逆方向
遮断比）を第６Ａ図に示す。

ここで、誘導子の機能は、マイクロストリップ伝送路の
各部に分布された集中要素により行われる。誘導子に隣
接した数字は、マイクロストリップ伝送路を形成するス
トリップ状導体の幅と長さである。その代りに、誘導子
は螺旋状誘導子のような集中要素とすることも可能では
あった。螺旋状誘導子は一般に所要のインダクタンスに
対してはより小さいが、また−最にマイクロストリップ
伝送路の部分よりも、成形製造することが一層困難であ
る。

第６図に注目すると、２個の異なる分圧器がＦＥＴＩと
ＦＥＴ３に小さい係数を設定するために使用されている
。さらに、ＦＥＴ２とＦ　ＥＴ４に割りつけた重み（第
５図）は零であり、従ってそれは第６図にはない。

第６図と第６Ａ図は、１０．３ＧＨｚから１４．８Ｇ　
Ｈｚの通過帯域を有するトランスバーサルフィルタに関
する。

第７図と第７Ａ図について説明する。第６（２１に関し
て、上述のように一般に製ｒトされる第２の設計例が示
されており、各要素は表示されている値を有している。

これは９．８ＧＨｚから１１．１６ＧＨｚのバンドパス
・トランスバーサルフィルタである。

応答性の測定結果を第７Ａ図に示す。

第６図と第７図に、ＡまたはＢと表示された要素は値が
示されている。各回路において、バイアス電圧■Ｇ１〜
ＶＧ３　　とＶＤＩ＼ＶＤ３　　は示されているように
付加される。

第８図に示されているように、進相回路網と位相遅延回
路網とのＬ１置は交換することが出来、回路の出力端子
の位置も同様に出来る。従って、トランスバーサルフィ
ルタ４０°は、複数の直列接続コンデンサ（参照記号な
し）と進相フィルタ回路網と位相遅延フィルタ回路網と
を結きする複数の並列誘導子（参照記号なし）とより成
る入力回路網４１゛より構成しており、回路１２１４４
’は、複数の直列接続誘導子（参照記号なし）と並列接
続コンデンサ（参照記号なし）とより成っており、この
場合、位相遅延フィルタ回路網または進相フィルタ回路
網を形成している０回路ｕ４４１°と４４°は、第５図
に関連して説明しているように、複数のトランスバーサ
ル要素によって相互に結合している。この出力側は回路
網４４°の端子４４ｂであり、端子４４ａはインピーダ
ンスで終っている。

第９図について説明する。ここで、一対のトランスバー
サルフィルタ要素の組５０ａと５０ｂとを有するダイプ
レクサ５５の一般的構成図を示しており、集中要素伝搬
回路網４１が一部を構成している。この場き、前記集中
要素回路網４１はローパス（位相遅延）、バイパス（進
相）、またはバンドパス回路要素より成っている。集中
要素回路網ｌ１１は、入力端子４１ａと、電力を吸収し
ないつまり集中要素回路！！！！４１の特性インピーダ
ンスではない無限大インピーダンスのようなインピーダ
ンスで終端している。ダイプレクサ５５には、そのほか
に一対の出力集中要素回路網４４と４８がある。前記出
力回路網の各回路網もまた集中要素回路網であり、バイ
パス（進相）、ローパス（位相遅延）５またはバンドパ
ス回路網で成っている。

−ｍに、ダイプレクサ５５の場合、入力回路網が進相回
路網または位相遅延回路網ならば、出力回路網の１つは
進相回路網であり、池の１つは位相遅延回路網である。

入力回路！１１１４１は、トランスバーサルまたは回帰
要素の第１の回路ｊｌｉ１４２を介して出力回路網４４
に接続しており、また入力回路網４１は、ｌ・ランスバ
ーサルまたは回帰要素の第２回路網４６を通って出力回
路網４８にも接続している。ここで、トランスバーサル
または回帰要素４２と４６の各回路網は、ゲート電極、
ドレーン電極、ソース電極を有する電界効果トランジン
スパーサル要素は、信号を入力回路網から出力回路網へ
送るように配置されている。すなわち、ゲート電極は入
力回路網に接続し、ドレーン電極は出力回路網に接続し
ている０回帰要素はフィードバック要素であり、従って
出力回路網４４に接続したゲート電極を有し、入力電極
４１に送信するように接続したドレーン電極を有してい
るか、あるいはその代りに抵抗体によって行うことが出
来る。従って、トランスバーサル要素または回帰要素は
、出力回路１１２１４４へ送られる信号に重み係数Ａｏ
〜Ａｎを、集中要素回路網４８へ重み係数Ａｏ’〜Ａｎ
’を与える。

かように、ダイプレクサ５５は、共通の入力口２８　網
（Ｈ送路を共有する一対のトランスバーサル及び／また
は回帰フィルタ系５０ａと５０ｂより構成されている。

ｌ・ランスバーサル／リカーシブフィルタ系５０ａと５
０ｂは、一対の選択された通過帯域を、回路網４４の端
子４４ａと４ｉがら、及び回路［４８の端子４８ａと４
８ｂからそれぞれ選択した端子に与える。すなわち、回
路網４４と４８の前記端子４４ａと４４ｂ及び４８ａと
４８ｂのうちのＩＭは、一般に集中要素回路１ｒ４４４
と４８の特性インピーダンスに従った特性インピーダン
スで終端しており、前記端子のうちの第２の端子は回路
ｉｆ！！４４と４８の出力側となっている。一般にトラ
ンスバーサルフィルタの場き、回路網の出力側は、回路
網の入力端子に接続しており、端子４４ａと４８ａは、
このフィルタの入力端子が端子４１ａであるとするなら
ば、フィルタの出力側として設定される。しかし、選択
によっては、出力側を端子４４ｂと４８ｂに設定するこ
とら出来る。各要素を通る電気的経路長の差は、出力端
子の位置を変えるためには、必ず考慮に入れなければな
らない 第９図について説明する。ダイプレクサ５５が示されて
おり、一対のトランスバーサルフィルタ系５０ａと５０
ｂより構成されており、トランスバーサルフィルタ４０
（第５図）の−船釣特性を有する。ダイプレクサ５５は
、第５図に関連して一般的に説明した通り、集中要素フ
ィルタ回路網４１より成っており、前記回路網４１は回
路網５５の入力端子として設定された第１端子４１ａと
、上述したインピーダンスで終端している第２端子を有
する。一対の出力回路網４４と４８も設けられている。

この場合、回路網４４は、トランスバーサル要素につい
て第５図に過関連して説明した回路網に似ている０回路
網４８の通過帯域が回路網４４の通過帯域と異なる点を
除いては、同様に、回路網４８は位相遅延回路網である
。

第２図に関連して説明したダイプレクサ要素の１つにつ
いて説明すると、この場＆にはダイプレクサ要素３０は
、６〜１８ＧＨｚの通過帯域特性を有する入力回路網４
１と、６〜１６ＧＨｚの通過帯域特性を有する回路網４
４と、７．５〜１８ＧＨｚの通過帯域特性を有する回路
１１４８とより成っている。回路ｉｌ！！４４と４８の
それぞれの成分りとＣの値を適切に選定することにより
、選択周波数通過帯域特性がその回路に与えられる。回
路網４２と４６の各トランスバーサル要素に設定されて
いる重み係数の値を選択することにより、調波通過帯域
のない急勾配な周波数傾斜を有する選択通過帯域特性の
トランスバーサルフィルタ応答性が、ダイプレクサ４０
の各出力側に設定される。

リカーシブフィルタ６０が示されている第１０図につい
て説明する。第２トランスバーサル要素は、図示のよう
に出力回路Ｊｌ！１４４と入力回路網４１とを接続する
回帰要素、ここでは抵抗ＲＲ２により置き換えられる点
を除けば、第５図に示されたトランスバーサルフィルタ
に似ている。第３トランスバーザル要素は省略されてい
る。かようにして、要Ｔ：ＲＲ２は、出力信号の成分を
リカーシブフィルタの入力側へフィードバックする。説
明したように、１個以上の回帰要素を集中要素分布のフ
ィルタに使用することにより、トランスバーサルに比較
して、特性改善と小型をさらに進めることが出来る。

通常のトランスバーサルフィルタは、進行波増幅器に叡
た構成で遅延伝送路を使用している。この方法では、入
力遅延伝送路は一連のＦＥＴへ各ＦＥＴ間の位１ｎ遅延
Ｌｂで送信するが出力遅延伝送路は、Ｆ　Ｅ　Ｔ間の位
相遅延をｔｂに設定してＰＥＴからの出力を結合する０
位４１１遅延−と【ムは周波数と次のような関係がある
。

【８・１１８・へ１．ｔ、・τｌ、・β、ｌ、　　　（
１）ここで、ｌａと１１．　　は各遅延路の伝送路の長
さ、Ｃは伝送路の位相速度である。出口端の方向は、位
相遅延１とＪ、の選択によって、どちらかの方向になる
。

位相遅延ｔ、とｔｂは、すべてのＦＩＥＴからの出力を
出力端で同位相で結合するため、進行波増幅器の場合と
同様に選択される。この状態は、２つの異なる経路、ａ
とｂを進行する無線周波数信号として表される。この形
式の回路の伝達特性は、周波数依存性が非常に低く、浸
れた広帯域回路を形成する。しかし、鋭い遮断特性を得
ることは難しい。

通常のトランスバーサルフィルタは周波数依存位相遅延
１とＪ、　　により設計され、特性を合成した周波数選
択性を全体として形成する。出力端は、入力端と同じ側
にある。＊Ｊ作原理は、次に説明する。この回路は、フ
ィルタ設計に必要な周波数選択性を持つために大きな遅
延部が必要であることが注目される。！！延部が大きい
ために、モノリシック県債回路の望ましさは低下する。

この回路の原理は、低域フィルタが高い周波数において
擬似的通過４１Ｆ域を有する点にあることが注目される
。

２つの信号経路ａとｂについて考察する。ＦＥＴとＦＥ
Ｔ２のゲート電圧ｖ１と■２には、次のような位相差【
、がある。

Ｖｓ・Ｖｏ、Ｖｚ：ＬｅＸ９（−ＪＬ＠　）、　　　　
　（２）ＦＥＴにより発生する電流Ｉ、とＩ２は、１＋
＝Ｇ、Ｉ　Ｌ、Ｉｚ＝Ｇ、２　Ｖｏｅｘｐ（−ロ、）、
　　　　（３）ここで、Ｇ、１　と０Ｍ２　　はＦＥＴ
の相互コンダクタンスである。各ＦＥＴの区間抵抗Ｒｄ
ｉ（ｉ・１．２）に整合する負荷と見なして、回路を設
計すると、出力端における電圧Ｖ。ｕＬは、ｖｏｕｔ　
：０．５１１Ｒｄ１＝０．５１２Ｒｄ２ｅｘｐ（−ｊｔ
ｂ）　　　（４）出力端における電流Ｉ。ｕＬは、出力
路に沿って位相シフトを伴った式（３）の電流の総和で
あり、次のように表される。

’ｏｕｔ　　＝０．５１１：、ＩＶ□　　＋　　０．５
Ｇ、２ＶＯｅｘｐ（−ｊ（ｔ、＋ｔ　ｂ））　　（５）
弐（４）と（５）から明らかなように、２個のＦＥＴか
らの出力は、出力端で結合され、この周波数においての
み次の式が満足される。

ｔ、　＋　ｔｈ：２ｎπ（ｎ；ｏ、１．−・・）　　　
　　（６）この周波数ω。において、回路は次のアドミ
ッタンスを呈する。

１／Ｒｄ１＋１／Ｒｄ２　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　（））回路は、負荷アドミッタンスＹｌ
（・Ｒ１）として設計されなければならない０回路の出
力は、次式により求められる。

式（８）は、Ｇ、ｌ−０，２の場合、第１１図に図示さ
れている０式は、次の周波数において単一ボール通過帯
域特性を示している。

ω＝０．ω・、２ω曇、３ω・・・・・この形状は、ロ
ーパスフィルタ、特性を示していることに注目すべきで
ある。

ここで、多重信号経Ｉδをトランスバーサルフィルタに
加えると、回路の出力は次式のように減少することが明
らかである。

ここで、ａｉ　（ｉ＝　０　、１・・・Ｍ）は、対応す
る経路のＦＥＴの大きさにより決定される重み係数であ
る。

この重み関数を適切に選定することにより、各種の通過
帯域特性を設計することが出来る。

式（６）により与えられる条件を満足するには、非常に
長い遅延伝送路部、すなわちモノリシック形式では容易
に達成出来ない多数の集中要素より成る構成部品が必要
である。トランスバーサルフィルタの他の型式は文献に
見られるが、周波数選択性を得るために長い遅延伝送路
の構成部分を必要とする基本条件は変っていない。

本発明のトランスバーサルフィルタは、帯域エツジ、す
なわちフィルタの周波数に対応した遮断周波数を有し、
集中要素のローパス、バイパス、及び／あるいはバンド
パス入力及び出力伝送路より成っている０例えば、バン
ドパスフィルタは、ローパス（位相遅延）伝送路とバイ
パス（進相）伝送路とより構成することが出来る０反対
の移相を組みｈせた場合、伝送路は、比較的少数の要素
を必要どする周波数依存性の強い作用を呈し、鋭い周波
数の傾斜を形成する。この回路は、従来のトランスバー
サルフィルタの如きローパス特性よりもむしろバンドパ
ス特性を有している。

位相遅延伝送路は、伝送路の一部で一般的なものであり
、進相伝送ｎは、負の長さの伝達路の一部である。

いずれの伝送路も、ＬＳとＣ８を使用して、集中要素の
はしご形回路によってシュミレートすることが出来る０
位相遅延伝送路のＬｓとＣ５の位置を交換することによ
り、進相伝送路は設定され、Ｃ５とＬｓ　に対し同一の
値を使用すると、伝送路のインピーダンスは同一であり
、伝搬定数は、反対ｎ号の他の定数の逆である。

位相遅延が入力伝送路に使用され、これに対し進相が出
力伝送路に使用される場なの伝達電力。

Ｉｌｌ　ＩＩＩＩＪ、　した式を、２つの信号経路だけ
が存在する場合を説明するためにｆ重用することが出来
るが、式（２）の代りに次式を求める。

’ｏｕｔ　’、５Ｇｔａ１ｖｏ　＋０．５Ｇ、、２　ｖ
Ｑ　ｅｘｐ（−ｊ（ｔＩｌ−１１，）　　（ｔｏ）ここ
で、これらの位ｔａｎ延と進相の１云送路が集中要素で
ｖＪｒｔされているとすると、 ’ａｏと’ｂｏは、ω・ω０で位相１とＬＬ、となる。

最大電力に対する条件は、式（１０）から次の場合で閏
って、第１次通過帯域は」１＝０の場合であり、ω＝ω
０またはＳ＝０であるが、ω＝０ではない。

これにより、この回路はローパス回路というよりはむし
ろバンドパス特性となる。

この関係を使用すると、式（１０）は次式となる。

回路の出力電力は次のように誘導される。

この応答曲線は、前述のように、Ｉｌｉ　を選定するこ
とにより、チエビシエフ（Ｔ　ｃｌ＋ｅｂｙｓＢｅｖ）
または最大平坦性のような古典的なフィルタ特性にどの
ようにも設計することが出来る。

−ｍ的形態のりカーシブフィルタは、第１０図に示すよ
うに、順方向経路とフィードバック経路が混成された回
路より成っている０Ｍ＋１の順方向経路とＮフィードバ
ック経路とを有する回路の伝達関数は、次式で表される
。

この式により定義される出力電力は、前述の回路に似た
単一ボール曲線を有しているが゛、ω＝０で通過帯域を
持っていない、マルグーバスを有する電力の応答性は、
次のようになる。

この回路の伝達関数は、 位相遅延伝送路と進相伝送路を使用することによ１す、
コンパクトな回路を提供出来ることができる。？！数の
能動的な要素とフィードバック経路は遮断特性をも改良
することになる。

上述のように、第５図の出力ボートの位置は出力１云送
１Ｂ　（第８図に示す）のもう１つの端部に設けること
が出来、回路は、ＦＥＴからの出力を進行波のように出
力ボートで結合するように設計することが出来る６通過
帯域では、出力は同じように同じ位相で出力ボートで加
えられるので、この構成は、−ｍの進行波増幅器と似て
いる。しかし、電力は、入力伝送路と出力伝送路と、の
間の位相シフトの周波数感度の差により、帯域外では排
除される。

式（１６）に類似した電力応答がこの回路に関して誘導
され、同しろ波機能が可能であることを示している。こ
の回路は、入力伝送路のなかに集中要素の遅延伝送路を
有し、出力伝送路に集中要素の進相伝送路を有している
。

スプリアスな通過帯域もこの回路形態では抑制される。

これは次のように説明される。伝送路の集中要素の式は
、遅延伝送路と進相伝送路のいずれも、遮断周波数付近
で成立しない、第２図と第３図の位相遅延伝送路の集中
要素の式は、ローパスフィルタを表しており、遮断周波
数より高く、伝送路の特性インピーダンスは架空のもの
となり、進行波の伝搬は停止する。これは、伝送路のモ
デルによっては発生しない、同様に、進相伝送路用の集
中回路は、バイパスフィルタであり、進行波の（三条は
、遮断周波数より低い所で停止する。この集中要素の擬
似伝送路の遮断周波数はω。＝２π／ＬＣである。

この擬似伝送！３の遮断特性は、スプリアス通過帯域を
抑制４°る場合には有効である。この進行波回ｎの形態
は、この特性の最大の利点を有している。

第１２図を参照すると、帯域特性を有し、集中要素伝送
路りとＣと・して設定された入力と出力の１三条媒体６
１と６４を有するトランスバーサルフィルタ６０が示さ
れている。各伝送路６１と６４は、周波数周縁つまりト
ランスバーサルフィルタの周波数に対応する遮断周波数
を有しており、上述した他の実施態様で説明したように
、かような帯域端で非常に鋭い周波数のロールオフを有
するフィルタを、最小の数のトランスバーサル要素で構
成している。

本発明の望ましい実施態様を説明したが、その概念を取
り入れた他の実施態様も使用出来ることは、当業者にと
っては明白なことである。

【図面の簡単な説明】

第１図は代表的電子監視測定受信機のフロントエンドの
ブロック図である。 第２図は複数のダイプレクサ要素より成る８チヤンオ・
ル周波数マルチプレクサの第１実施態様のブロック図で
ある。 第３図は単一ダイプレクサ要素より成る８チャンネル周
波数マルチプレクサの他の実施態様である。 第４図は本発明の第１特徴にもとすくトランスバーサル
フィルタの一般化したブロック図である。 第５図は本発明の他の特徴にもとすくトランスバーサル
フィルタの概略口である。 第５Ａ図は第５図に示す回路のシュミレーションによる
周波数対ｌ　Ｓｚ＋　Ｉ　（ｄＢ）特性のプロット図で
ある。 第６図と第７図は、本発明の他の特徴にもとすく帯域特
性を有するトランスバーサルフィルタの特定設計の事例
である。 第６Ａ図と第７Ａ図は、第６図と第７図の各設計事例の
周波数対１８ｇ口（ｄＢ）特性のプロット図である。 第８図はトランスバーサルフィルタの他の実施態様の概
略図である。 第９図は本発明の他の特徴にもとすくダイプレクサの一
般化したブロック図である。 第１０図は本発明の他の特徴にもとすくダイプレクサの
概略図である。 第１１図は本発咀のさらにその他の特徴にもとすくリカ
ーシブフィルタの概略図である。 第１２図は入力伝送Ｉ３と出力伝送路の帯域特性を有す
るトランスバーサルフィルタの概略図である。 （外４名） Ｌ２ 図 ネ３ 凹 ′＃５ 図 尾５Ａ図 Ｅｌ壇叡（６Ｈす 尾ろ切 葬、７ 図 晟１０４ ＄／２図 ＼　鴫４

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、入力端子と、出力端子と、選択フィルタ周波数応答
   特性とを有するフィルタにおいて、低域通過周波数応答
   と、高域通過周波数応答と、帯域通過周波数応答とより
   成る周波数応答群より選択された第１選択通過帯域フィ
   ルタ周波数応答を有し、入力端子に接続された第１端部
   を有する入力伝搬回路網と、 低域通過周波数応答と、高域通過周波数応答と、帯域通
   過周波数応答とより成る周波数応答群より選択された第
   ２選択通過帯域フィルタ周波数応答を有し、出力端子に
   接続された第１端部を有する出力伝搬回路網と、 フィルタの前記選択周波数フィルタ応答を調節するため
   に、少なくとも１つの重み付けされた振幅信号部を前記
   入力伝搬回路網と前記出力伝搬回路網との間に供給する
   重み付け手段とを含み、少なくとも１つの前記第１通過
   帯域応答と第２通過帯域応答が、フィルタの基本周波数
   応答を供給するため、フィルタの所望周波数応答に一致
   するように選択される、フィルタ。 ２、前記重み付け手段がトランスバーサル要素である請
   求項第１記載のフィルタ。 ３、請求項第１記載のフィルタにおいて、前記重み付け
   手段が複数のトランスバーサル要素より構成され、複数
   の重み付けされた振幅信号部を前記入力伝搬回路網と前
   記伝搬回路網との間に供給し、前記複数の重み付け信号
   部が、入力伝搬回路網と出力伝搬回路網とにより付与さ
   れた基本フィルタ応答の選択調節を行なうよう選択され
   る、フィルタ。 ４、請求項第３記載のフィルタにおいて、トランスバー
   サル要素が、ゲート電極と、ドレーン電極と、ソース電
   極とを有する電界効果トランジスタであり、前記ゲート
   電極が前記入力伝搬回路網に接続され、前記ドレーン電
   極が前記入力伝搬回路網に接続され、前記ソース電極が
   共通無線周波数及び直流電位に接続される、フィルタ。 ５、請求項第４記載のフィルタにおいて、前記電界効果
   トランジスタの各々のゲート電極の各々が、ゲートを通
   過する信号に選択された重み付けを付与するため、選択
   されたゲート長を有する、フィルタ。 ６、請求項第４記載のフィルタにおいて、前記ゲート電
   極の各々が選択ゲート長を有し、且つ分圧器として設け
   られた少なくとも１個のコンデンサを前記入力側に設け
   て、伝搬する各信号に選択された重み付けを付与する、
   フィルタ。 ７、請求項第６記載のフィルタにおいて、各伝搬回路網
   が複数の集中要素インダクタ及びコンデンサより成り、
   前記集中要素インダクタがマイクロストリップ伝送路部
   分より成っている、フィルタ。 ８、請求項第６記載のフィルタにおいて、各伝搬回路網
   が複数の集中要素インダクタ及びコンデンサより成り、
   前記集中要素インダクタが集中螺旋状インダクタ要素で
   ある、フィルタ。 ９、請求項第３記載のフィルタにおいて、複数の重み付
   け手段のうち少なくとも１つが前記入力伝搬回路網と前
   記出力伝搬回路網との間に接続された回帰要素であり、
   これにより前記出力伝搬回路網に沿って送られる出力信
   号の一部を前記入力伝搬回路網に結合する、フィルタ。 １０、回帰要素が抵抗である請求項第９記載のフィルタ
   。 １１、請求項第１０記載のフィルタにおいて、トランス
   バーサル要素が、ゲート電極と、ドレーン電極と、ソー
   ス電極とを有する電界効果トランジスタであり、前記ゲ
   ート電極が前記入力伝搬回路網に接続され、前記ドレー
   ン電極が前記出力伝搬回路網に接続され、前記ソース電
   極が共通無線周波数及び直流基準電位に接続されている
   、フィルタ。 １２、請求項第１１記載のフィルタにおいて、前記トラ
   ンスバーサル要素を形成する前記電界効果トランジスタ
   が選択されたゲート電極長を有し、そこを通過伝搬する
   信号に選択された重み付けを付与し、且つ前記回帰要素
   が選択された抵抗値を有しそこを通過伝搬する信号に選
   択された重み付けを付与する、フィルタ。 １３、請求項第１２記載のフィルタにおいて、トランス
   バーサル要素が、選択されたゲート長を有し且つ少なく
   とも数個の前記セルの入力側に選択されたコンデンサ分
   圧器を有する電界効果トランジスタであり、これにより
   選択された重み付けを通過伝搬する信号に付与し、且つ
   回帰要素が選択された抵抗値を有する抵抗でありこれに
   より選択された重み付けを通過伝搬する信号に付与する
   フィルタ。 １４、フィルタの入力端子と出力端子の一方に接続され
   る位相遅延線と、 前記フィルタの入力端子と出力端子の他方に接続される
   進相線と、 少なくとも１つの重み付けされた振幅信号を前記位相遅
   延線と前記進相線との間に供給する重み付け手段と、 から構成されるフィルタ。 １５、前記重み付け手段が複数の重み付けされた振幅係
   数を付与する請求項第１４記載のフィルタ。 １６、前記重み付け手段が前記位相遅延線と進相線に沿
   って連続的に接続される請求項第１５記載のフィルタ。 １７、請求項第１６記載のフィルタにおいて、前記重み
   付け手段が、前記入力遅延線と出力遅延線との間に接続
   される複数の重み付けされた振幅信号を供給する電界効
   果トランジスタより成り、各トランジスタはソース電極
   と、ドレーン電極と、ゲート電極とを有し、各トランジ
   スタが選択された電極長を有し、これにより選択された
   重み付け係数を前記信号に与える、フィルタ。 １８、請求項第１７記載のフィルタにおいて、進相線が
   、該線の一連の要素として配置されたコンデンサと、前
   記コンデンサと基準電位との間にシャント配置されたイ
   ンダクタとを含む複数の集中要素より成る、フィルタ。 １９、請求項第１４記載のフィルタにおいて、重み付け
   手段が、進相線と位相遅延線との間に接続され複数の重
   み付けされた振幅信号を供給する電界効果トランジスタ
   を有し、各トランジスタが、ソース電極と、ドレーン電
   極と、ゲート電極とを有し、各トランジスタはさらに各
   信号に選択重み付けを与えるように選択されたゲート電
   極長を有する、フィルタ。 ２０、請求項第１９記載のフィルタにおいて、重み付け
   手段が、前記進相線と位相遅延線との出力線の間に接続
   され、前記進相線と位相遅延線との入力線に接続された
   抵抗より成る少なくとも１つの回帰要素を有する、フィ
   ルタ。 ２１、そこに送られる伝搬信号に進相を与える手段と、 そこに送られる伝搬信号に位相遅延を与える手段と、 前記進相手段と位相遅延手段のうち第１手段に与えられ
   た信号から複数の重み付けされた振幅信号部を形成し、
   且つ前記重み付けされた振幅信号部を前記進相手段と位
   相遅延手段のうちの第２手段へ与える重み付け手段と、 より構成される、入力端子及び出力端子を有するトラン
   スバーサルフィルタ。 ２２、請求項第２１記載のトランスバーサルフィルタに
   おいて、進相を与える前記手段が複数の直列接続された
   コンデンサとシャント接続されたインダクタとを有する
   集中要素回路網より成り、且つ位相遅延を与える前記手
   段が複数の直列接続されたインダクタとシャント接続さ
   れたコンデンサとより成る、トランスバーサルフィルタ
   。 ２３、請求項第２２記載のトランスバーサルフィルタに
   おいて、前記重み付け手段がゲート電極と、ドレーン電
   極と、ソース電極とを有する複数の電界効果トランジス
   タより成り、前記ゲート電極が前記進相手段と位相遅延
   手段の入力側手段に接続され、前記ドレーン電極が前記
   進相手段と位相遅延手段の出力側手段に接続される、ト
   ランスバーサルフィルタ。 ２４、入力端子と、出力端子と、選択された一対のフィ
   ルタ応答を有するダイプレクサにおいて、低域通過周波
   数応答と、高域通過周波数応答と、帯域通過周波数応答
   より成る周波数応答群より選択された第１選択通過帯域
   周波数応答を有し、且つダイプレクサの入力端子に接続
   された第１端部を有する入力伝搬回路網と、 低域通過周波数応答と、高域通過周波数応答と、帯域通
   過周波数応答とより成る周波数応答群より選択された第
   ２選択通過帯域応答を有し、且つダイプレクサの第１出
   力側に接続された第１端部を有する第１出力伝搬回路網
   と、 低域通過フィルタと、低域通過周波数応答と、高域通過
   周波数応答と、帯域通過周波数応答とより成る周波数群
   より選択された第３の選択通過周波数応答を有し、且つ
   ダイプレクサの第２出力端子に接続された第１端部を有
   する第２出力伝搬回路網と、 前記入力伝搬回路網と前記第１出力伝搬回路網との間に
   少なくとも１つの重み付けされた振幅信号部を供給する
   第１重み付け手段と、 前記入力伝搬回路網と前記第２出力伝搬回路網との間に
   少なくとも１つの重み付けされた振幅信号部を供給する
   第２重み付け手段と、 より構成され、前記入力伝搬回路網と前記一対の出力伝
   搬回路網の少なくとも１つが、ダイプレクサの各出力側
   の出力端子に供給される所望の通過帯域応答に一致する
   ように選択される、ダイプレクサ。 ２５、前記重み付け手段が１個のトランスバーサル要素
   より成る請求項第２４記載のダイプレクサ。 ２６、各重み付け手段が複数のトランスバーサル要素よ
   り成る請求項第２４記載のダイプレクサ。 ２７、請求項第２６記載のダイプレクサにおいて、各重
   み付け手段の複数のトランスバーサル要素がゲート電極
   と、ドレーン電極と、ソース電極とを有する電界効果ト
   ランジスタであり、且つゲート電極が入力線路に接続さ
   れ、ドレーン電極が出力線路に接続されている、ダイプ
   レクサ。