JPH0223063A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH0223063A JPH0223063A JP17288888A JP17288888A JPH0223063A JP H0223063 A JPH0223063 A JP H0223063A JP 17288888 A JP17288888 A JP 17288888A JP 17288888 A JP17288888 A JP 17288888A JP H0223063 A JPH0223063 A JP H0223063A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、大電力供給用のスイッチング電源装置に関し
、特に、電流共振型磁束制御方式のスイッチング電源装
置に関する。
、特に、電流共振型磁束制御方式のスイッチング電源装
置に関する。
本発明は、直流入力電源を発振駆動回路のスイッチング
素子によりオン、オフ制御して絶縁コンバータトランス
の１次側に供給し、２次側より定電圧出力を得るような
スイッチング電源装置において、絶縁コンバータトラン
スの１次側あるいは２次側の巻線を２組以上に分割して
巻装することにより、最大負荷電力を向上させ、発熱を
抑えて、大電力供給に好適な構成を実現する。
素子によりオン、オフ制御して絶縁コンバータトランス
の１次側に供給し、２次側より定電圧出力を得るような
スイッチング電源装置において、絶縁コンバータトラン
スの１次側あるいは２次側の巻線を２組以上に分割して
巻装することにより、最大負荷電力を向上させ、発熱を
抑えて、大電力供給に好適な構成を実現する。
直流入力電源をスイッチング制御し、電源トランス等を
介して所望の定電圧出力を得るようなスイッチング電源
装置には、種々のものが知られている。このようなスイ
ッチング電源装置の一例として、本件出願人は先に、特
開昭６２−６４２６６号公報や特開昭６２−７１３８２
号公報等において、可飽和リアクタトランスを用い、電
源トランスの２次側からの出力電圧に応じて１次側面列
共振インピーダンスを制御し、励磁電流を制御すること
によって出力電圧を安定化するようなスイッチング電源
装置を提案している。
介して所望の定電圧出力を得るようなスイッチング電源
装置には、種々のものが知られている。このようなスイ
ッチング電源装置の一例として、本件出願人は先に、特
開昭６２−６４２６６号公報や特開昭６２−７１３８２
号公報等において、可飽和リアクタトランスを用い、電
源トランスの２次側からの出力電圧に応じて１次側面列
共振インピーダンスを制御し、励磁電流を制御すること
によって出力電圧を安定化するようなスイッチング電源
装置を提案している。
第７図はこのようなスイッチング電源装置の一例を示し
ており、電源装置に対する直流入力電源としては、例え
ば商用交流入力型′ａｌＯ１をダイオードブリッジ形の
全波整流器１０２および平滑コンデンサ１０３にて整流
し平滑することにより得ている。この直流入力電源は、
可飽和リアクタトランス１１１の１次巻線ＮＡを介し、
絶縁コンバータトランス１１２の１次巻線Ｎ、及びコン
デンサ１１３より成る直列共振回路に供給されている。
ており、電源装置に対する直流入力電源としては、例え
ば商用交流入力型′ａｌＯ１をダイオードブリッジ形の
全波整流器１０２および平滑コンデンサ１０３にて整流
し平滑することにより得ている。この直流入力電源は、
可飽和リアクタトランス１１１の１次巻線ＮＡを介し、
絶縁コンバータトランス１１２の１次巻線Ｎ、及びコン
デンサ１１３より成る直列共振回路に供給されている。
この直流入力電源の電流は、可飽和リアクタトランス１
１１の２次巻線Ｎ□とコンデンサＣＩ＋との直列共振回
路がベースに接続されたスイッチングトランジスタＱ１
および２次巻線ＮＨとコンデンサＣ１との直列共振回路
がベースに接続されたスイッチングトランジスタＱ２を
用いた２石構成の自動式発振駆動回路１１５によってオ
ン、オフスイッチング制御されるようになっている。
１１の２次巻線Ｎ□とコンデンサＣＩ＋との直列共振回
路がベースに接続されたスイッチングトランジスタＱ１
および２次巻線ＮＨとコンデンサＣ１との直列共振回路
がベースに接続されたスイッチングトランジスタＱ２を
用いた２石構成の自動式発振駆動回路１１５によってオ
ン、オフスイッチング制御されるようになっている。
可飽和リアクタトランス１１１は、例えば第８図に示す
ように、上記各巻線Ｎ ａ、 Ｎ ａ ＋及びＮ、２に
対して直交する方向に巻装された制御巻線ＮＣを有し、
この制御巻線Ｎ、を流れる電流に応して上記巻線Ｎ□及
びＮ、！のインダクタンスが制御されることによって、
発振駆動回路１１５の発振周波数が制御されるようにな
っている。
ように、上記各巻線Ｎ ａ、 Ｎ ａ ＋及びＮ、２に
対して直交する方向に巻装された制御巻線ＮＣを有し、
この制御巻線Ｎ、を流れる電流に応して上記巻線Ｎ□及
びＮ、！のインダクタンスが制御されることによって、
発振駆動回路１１５の発振周波数が制御されるようにな
っている。
絶縁コンバータトランス１１２の２次巻線Ｎ２には、並
列共振コンデンサＣ８および整流平滑回路１１６が接続
されており、この整流平滑回路ｌ１６からの直流出力電
圧は、制御回路１１７により制御電流に変換されて可飽
和リアクタトランス１１１の制御巻線Ｎｃに送られてい
る。
列共振コンデンサＣ８および整流平滑回路１１６が接続
されており、この整流平滑回路ｌ１６からの直流出力電
圧は、制御回路１１７により制御電流に変換されて可飽
和リアクタトランス１１１の制御巻線Ｎｃに送られてい
る。
したがって、この直流出力電圧の変動に応じて可飽和リ
アクタトランス１１１のインダクタンスが変化し、絶縁
コンバータトランス１１２の１次側面列共振インピーダ
ンスが変化して励磁電流が変化することによって、直流
出力電圧を一定に制御することができる。
アクタトランス１１１のインダクタンスが変化し、絶縁
コンバータトランス１１２の１次側面列共振インピーダ
ンスが変化して励磁電流が変化することによって、直流
出力電圧を一定に制御することができる。
［発明が解決しようとする課題〕
ところで、このようなスイッチング電源装置を大電力供
給用に適用する場合には、絶縁コンバータトランス１１
２の巻線等での発熱の問題や、製造コストの高騰等の問
題が生じてくる。
給用に適用する場合には、絶縁コンバータトランス１１
２の巻線等での発熱の問題や、製造コストの高騰等の問
題が生じてくる。
すなわち、絶縁コンバータトランス１１２の巻線の線材
としては、高周波の表皮効果や渦電流損のｉ同ｔｉが少
ないリン゛ン線が用いられるが、このリッツ線は、径６
０μｍのポリウレタン被覆細銅線を例えば１３０本、１
０８本あるいは８０本をそれぞれ束ねて撚ったものが現
在入手可能であり、撚り本数が多い程製造単価が高くな
っている。そして負荷電力が例えば２４０Ｗ程度と増大
した場合には、上記絶縁コンバータトランス１１２の１
次巻線Ｎ、を流れる励磁電流！１が８Ａ、、となり、上
記１３０本束ねて撚ったリッツ線でも上記１次巻線Ｎ、
（４２ターン）の温度上昇が６５°Ｃにも達する。
としては、高周波の表皮効果や渦電流損のｉ同ｔｉが少
ないリン゛ン線が用いられるが、このリッツ線は、径６
０μｍのポリウレタン被覆細銅線を例えば１３０本、１
０８本あるいは８０本をそれぞれ束ねて撚ったものが現
在入手可能であり、撚り本数が多い程製造単価が高くな
っている。そして負荷電力が例えば２４０Ｗ程度と増大
した場合には、上記絶縁コンバータトランス１１２の１
次巻線Ｎ、を流れる励磁電流！１が８Ａ、、となり、上
記１３０本束ねて撚ったリッツ線でも上記１次巻線Ｎ、
（４２ターン）の温度上昇が６５°Ｃにも達する。
ここで絶縁コンバータトランス１１２のフェライトコア
の断面積を増大して巻線の巻数を減する方法も考えられ
るが、フェライトコアが大型化してトランスが大型大重
量化し、コストも嵩むため好ましくない。
の断面積を増大して巻線の巻数を減する方法も考えられ
るが、フェライトコアが大型化してトランスが大型大重
量化し、コストも嵩むため好ましくない。
次に、ｔ＠縁コンバータトランスｌ１２の２次ｓ線Ｎ２
については、共振用のコンデンサＣ５として高価な高周
波用の中高圧フィルムコンデンサが必要とされるのみな
らず、巻線Ｎｚは接地点を中心として一方と他方の巻線
部分がボビンの内側と外側とにｊ傾次巻装されるため、
これらの内側、外側の各巻線部分の各リーケージインダ
クタンスが互いに異なって表れ、フェライト磁心のヒス
テリシスカーブにいわゆる偏磁が生じ、スイッチングト
ランジスタや整流ダイオードの電流が非対称となって、
損失による発熱が異なって表れるという欠点がある。ま
た、上記内側、外側の各巻線部分の巻付数がそれぞれ５
０〜６０ターンであっても、２次巻線Ｎ２全体としては
１００〜１２０クーンにも達し、巻回時間が長くかかり
、量産性に劣るという欠点がある。
については、共振用のコンデンサＣ５として高価な高周
波用の中高圧フィルムコンデンサが必要とされるのみな
らず、巻線Ｎｚは接地点を中心として一方と他方の巻線
部分がボビンの内側と外側とにｊ傾次巻装されるため、
これらの内側、外側の各巻線部分の各リーケージインダ
クタンスが互いに異なって表れ、フェライト磁心のヒス
テリシスカーブにいわゆる偏磁が生じ、スイッチングト
ランジスタや整流ダイオードの電流が非対称となって、
損失による発熱が異なって表れるという欠点がある。ま
た、上記内側、外側の各巻線部分の巻付数がそれぞれ５
０〜６０ターンであっても、２次巻線Ｎ２全体としては
１００〜１２０クーンにも達し、巻回時間が長くかかり
、量産性に劣るという欠点がある。
本発明は、このような従来の実情に鑑みてなされたもの
であり、負荷電力が例えば２００Ｗ以上と増大した場合
にも、絶縁コンバータトランスの１次巻線の発熱増加や
２次巻線での効率低下を有効に防止でき、最大負荷電力
及び電力変換効率を向上し得るようなスイッチング電源
装置の提供を目的とする。
であり、負荷電力が例えば２００Ｗ以上と増大した場合
にも、絶縁コンバータトランスの１次巻線の発熱増加や
２次巻線での効率低下を有効に防止でき、最大負荷電力
及び電力変換効率を向上し得るようなスイッチング電源
装置の提供を目的とする。
上述の課題を解決するために、本発明に係るスイッチン
グ′ｒ４ａ装置は、絶縁コンバータトランスの１次巻線
に該１次側の励磁電流をスイッチング制御する発振駆動
回路が接続され、上記絶縁コンバータトランスの２次側
出力電圧に応じて上記発振駆動回路の発振状態を制御し
て上記２次側出力電圧を一定電圧に制御ｎするスイッチ
ング電源装置において、上記絶縁コンバークトランスの
１次巻線を２組以上に分割して巻装し、それぞれを並列
接続して上記絶縁コンバータトランスの１次側励磁電流
を分流させることを特徴としており、または、上記絶縁
コンバータトランスの２次巻線を２組に分割し、一端を
接続して並行に巻装することを特徴としている。
グ′ｒ４ａ装置は、絶縁コンバータトランスの１次巻線
に該１次側の励磁電流をスイッチング制御する発振駆動
回路が接続され、上記絶縁コンバータトランスの２次側
出力電圧に応じて上記発振駆動回路の発振状態を制御し
て上記２次側出力電圧を一定電圧に制御ｎするスイッチ
ング電源装置において、上記絶縁コンバークトランスの
１次巻線を２組以上に分割して巻装し、それぞれを並列
接続して上記絶縁コンバータトランスの１次側励磁電流
を分流させることを特徴としており、または、上記絶縁
コンバータトランスの２次巻線を２組に分割し、一端を
接続して並行に巻装することを特徴としている。
絶縁コンバータトランスの１次側励磁電流を分流させる
ことにより、発熱を低下させ、トランスの信鎖性を高め
ることができる。また、２次側をいわゆるバイファイラ
巻きとすることにより、巻回作業を簡略化すると共に２
次側の共振コンデンサを省略してコストダウンが図れ、
接地点からの各巻線の偏磁による悪影響を防止できる。
ことにより、発熱を低下させ、トランスの信鎖性を高め
ることができる。また、２次側をいわゆるバイファイラ
巻きとすることにより、巻回作業を簡略化すると共に２
次側の共振コンデンサを省略してコストダウンが図れ、
接地点からの各巻線の偏磁による悪影響を防止できる。
第１図は本発明の第１の実施例となるスイッチング電源
装置を示す回路図である。
装置を示す回路図である。
この第１図において、電源装置に対する直流入力電源と
しては、例えば前述したような商用交流入力電源を整流
し平滑することにより得ている。
しては、例えば前述したような商用交流入力電源を整流
し平滑することにより得ている。
この直流入力電源は、後述する発振駆動回路２４により
電流がオン、オフスイッチング制御され、可飽和リアク
タトランス２１の１次Ｓ線ＮＡを介し、互いに撮列接続
された絶縁コンバータトランス２２の１次巻線Ｎｌａ、
ｌ’ｌ＋ｂと、コンデンサ２３とよりなる直列共振回路
に供給されている。絶縁コンバータトランス２２の１次
巻線Ｎ１□、Ｎｌｋは、第２図に示すように、コイルボ
ビン２２Ｂのｌ側巻装部の内側に巻線Ｎ１．が巻回され
、その外側に、絶縁シート（層間フィルム）２２ｓを介
在して巻ｔ、ｆｆ Ｎ 、、が巻回されて構成されてい
る。この場合、２次巻線短絡時の内側巻線Ｎｌ、のリー
ケージインダクタンスＬ１．と外側巻線Ｎｌｋのリーケ
ージインクリタンスｌ−＋ｂとは、Ｌ＋−＞Ｌ＋ｂとな
り、これらの巻線ＮＩＭ、Ｎ１．を流れる電流！１１、
！３．は、第３図に示すようにＩ＋ａ＜Ｉ＋ｂとなる。
電流がオン、オフスイッチング制御され、可飽和リアク
タトランス２１の１次Ｓ線ＮＡを介し、互いに撮列接続
された絶縁コンバータトランス２２の１次巻線Ｎｌａ、
ｌ’ｌ＋ｂと、コンデンサ２３とよりなる直列共振回路
に供給されている。絶縁コンバータトランス２２の１次
巻線Ｎ１□、Ｎｌｋは、第２図に示すように、コイルボ
ビン２２Ｂのｌ側巻装部の内側に巻線Ｎ１．が巻回され
、その外側に、絶縁シート（層間フィルム）２２ｓを介
在して巻ｔ、ｆｆ Ｎ 、、が巻回されて構成されてい
る。この場合、２次巻線短絡時の内側巻線Ｎｌ、のリー
ケージインダクタンスＬ１．と外側巻線Ｎｌｋのリーケ
ージインクリタンスｌ−＋ｂとは、Ｌ＋−＞Ｌ＋ｂとな
り、これらの巻線ＮＩＭ、Ｎ１．を流れる電流！１１、
！３．は、第３図に示すようにＩ＋ａ＜Ｉ＋ｂとなる。
これらの電流１１１１％ Ｉ Ｉｈを等しくするには
、第１図に示すように、Ｌ＋ａ＝Ｌ＋ｂ＋ＬＨとなるよ
うなインダクタンスＬ、Ｉを有するチョークコイル２２
Ｌを巻線Ｎ、、に直列接続すればよい、なお、上記第２
図は、絶縁コンバータトランス２２のコイルボビン２２
Ｂ断面の上半分を示すものであり、コイルボビン２２Ｂ
の全体の断面は第２図の構造を図中下側に線対称に表し
たものとなる。
、第１図に示すように、Ｌ＋ａ＝Ｌ＋ｂ＋ＬＨとなるよ
うなインダクタンスＬ、Ｉを有するチョークコイル２２
Ｌを巻線Ｎ、、に直列接続すればよい、なお、上記第２
図は、絶縁コンバータトランス２２のコイルボビン２２
Ｂ断面の上半分を示すものであり、コイルボビン２２Ｂ
の全体の断面は第２図の構造を図中下側に線対称に表し
たものとなる。
次に可飽和リアクタトランス２１は、前記第８図におい
て説明したように、１次巻線ＮＡ、２つの２次巻線Ｎｌ
ｌ、 ！’Ｊａｇ及び制御巻線Ｎ、を有し、上記巻線Ｎ
ｓ、Ｎ□ｒＮ＠２の巻回方向に対して直交する方向に上
記制御巻線Ｎ、を巻回している。
て説明したように、１次巻線ＮＡ、２つの２次巻線Ｎｌ
ｌ、 ！’Ｊａｇ及び制御巻線Ｎ、を有し、上記巻線Ｎ
ｓ、Ｎ□ｒＮ＠２の巻回方向に対して直交する方向に上
記制御巻線Ｎ、を巻回している。
このような可飽和リアクタトランス２１の２次巻線Ｎ、
、、Ｎ、、に関連して、上記直流入力ｉｔｓの電流をオ
ン、オフスイッチング制御するための発振駆動回路２４
が設けられている。この発振駆動回路２４は、スイッチ
ングトランジスタＱ、及びこのトランジスタＱ１のエミ
ッタ・ベース間にｔＨｔｌＥされたダイオードＤ Ｈ＋
の組と、もう−組のトランジスタＱ！とダイオードＤ０
の組とが直列に接続され、トランジスタＱ、は上記直流
入力電源と可飽和リアクタトランス２１の１次巻線ＮＡ
との間に挿入接続され、トランジスタＱ２は可飽和リア
クタトランス２１の１次巻線Ｎ、と接地との間に挿入接
続されている。トランジスタＱ１のエミッタ・ベース間
には、ダイオードＤ□と並列に、可飽和リアクタトラン
ス２１の２次巻線Ｎ、１とコンデンサＣ□との直列共振
回路が接続され、トランジスタＱ２のエミッタ・ベース
間には、ダイオードＩ）ａｘと並列に可飽和リアクタト
ランス２１の２次巻線Ｎ■とコンデンサＣ１との直列共
振回路が接続されている。さらに、上記直流入力電源と
各スイッチングトランジスタＱ、、Ｑ、の各ベースとの
間には、それぞれ起動用の抵抗Ｒ１Ｉ＋ Ｒ３２が挿
入接続されている。
、、Ｎ、、に関連して、上記直流入力ｉｔｓの電流をオ
ン、オフスイッチング制御するための発振駆動回路２４
が設けられている。この発振駆動回路２４は、スイッチ
ングトランジスタＱ、及びこのトランジスタＱ１のエミ
ッタ・ベース間にｔＨｔｌＥされたダイオードＤ Ｈ＋
の組と、もう−組のトランジスタＱ！とダイオードＤ０
の組とが直列に接続され、トランジスタＱ、は上記直流
入力電源と可飽和リアクタトランス２１の１次巻線ＮＡ
との間に挿入接続され、トランジスタＱ２は可飽和リア
クタトランス２１の１次巻線Ｎ、と接地との間に挿入接
続されている。トランジスタＱ１のエミッタ・ベース間
には、ダイオードＤ□と並列に、可飽和リアクタトラン
ス２１の２次巻線Ｎ、１とコンデンサＣ□との直列共振
回路が接続され、トランジスタＱ２のエミッタ・ベース
間には、ダイオードＩ）ａｘと並列に可飽和リアクタト
ランス２１の２次巻線Ｎ■とコンデンサＣ１との直列共
振回路が接続されている。さらに、上記直流入力電源と
各スイッチングトランジスタＱ、、Ｑ、の各ベースとの
間には、それぞれ起動用の抵抗Ｒ１Ｉ＋ Ｒ３２が挿
入接続されている。
次に、絶縁コンバータトランスの２次側には、巻線Ｎ２
、Ｎ、 、Ｎ、が設けられており、これらの各巻線Ｎ２
・、Ｎｘ、Ｎａに関連してそれぞれ整流平滑回路２５．
２６．２７が設けられている。
、Ｎ、 、Ｎ、が設けられており、これらの各巻線Ｎ２
・、Ｎｘ、Ｎａに関連してそれぞれ整流平滑回路２５．
２６．２７が設けられている。
ここで、例えば整流平滑回路２５からはテレビジョン映
像の偏向系等に用いられる１３５Ｖ１．５Ａの直流高圧
電源が取り出され、整流平滑回路２６からは信号処理回
路系の１５Ｖ２Ａの直流電源が取り出され、整流平滑回
路２７からは音声、信号系の３０Ｖ２Ａの直流電源が取
り出されるようになっている。整流平滑回路２５からの
直流出力電圧は、制御回路２日により制御電流に変換さ
れて可飽和リアクタトランス２１の制御巻線Ｎｃに送ら
れており、制御回路２８には回路電源として上記整流平
滑回路２６からの直流電源が供給されている。
像の偏向系等に用いられる１３５Ｖ１．５Ａの直流高圧
電源が取り出され、整流平滑回路２６からは信号処理回
路系の１５Ｖ２Ａの直流電源が取り出され、整流平滑回
路２７からは音声、信号系の３０Ｖ２Ａの直流電源が取
り出されるようになっている。整流平滑回路２５からの
直流出力電圧は、制御回路２日により制御電流に変換さ
れて可飽和リアクタトランス２１の制御巻線Ｎｃに送ら
れており、制御回路２８には回路電源として上記整流平
滑回路２６からの直流電源が供給されている。
このような構成を有するスイッチング電源装置の発振駆
動回路２４において、可飽和リアクタトランス２１の２
次１．ｖＩＮ□とコンデンサＣ１ｌとの直列共振回路を
流れる正弦波交流電流によってスイッチングトランジス
タＱ１が駆動され、また可飽和リアクタトランス２１の
２次巻線Ｎ、ｚとコンデンサＣ０との直列共振回路を流
れる正弦波交流電流によってスイッチングトランジスタ
Ｑ！が駆動されて、これらのトランジスタＱ、 、Ｑ、
が交互に繰り返しオンすることでスイッチング動作が継
続する。
動回路２４において、可飽和リアクタトランス２１の２
次１．ｖＩＮ□とコンデンサＣ１ｌとの直列共振回路を
流れる正弦波交流電流によってスイッチングトランジス
タＱ１が駆動され、また可飽和リアクタトランス２１の
２次巻線Ｎ、ｚとコンデンサＣ０との直列共振回路を流
れる正弦波交流電流によってスイッチングトランジスタ
Ｑ！が駆動されて、これらのトランジスタＱ、 、Ｑ、
が交互に繰り返しオンすることでスイッチング動作が継
続する。
可飽和リアクタトランス２１の制御巻線Ｎ、には、絶縁
コンバータトランス２２の出力電圧を検出して得られる
制御回路２８からの直流制御電流が供給されており、負
荷変動等に対して絶縁コンバータトランス２２からの直
流出力電圧が常に一定となるように、制御回路２日によ
って可飽和リアクタトランス２１の制御Ｓ線Ｎ、を流れ
る制御電流が制御され、２次巻線Ｎ、、、 Ｎｌ１ｚの
インダクタンスが制御されて、発振駆動回路２４の発振
周波数が制御される。
コンバータトランス２２の出力電圧を検出して得られる
制御回路２８からの直流制御電流が供給されており、負
荷変動等に対して絶縁コンバータトランス２２からの直
流出力電圧が常に一定となるように、制御回路２日によ
って可飽和リアクタトランス２１の制御Ｓ線Ｎ、を流れ
る制御電流が制御され、２次巻線Ｎ、、、 Ｎｌ１ｚの
インダクタンスが制御されて、発振駆動回路２４の発振
周波数が制御される。
ここで、絶縁コンバータトランス２２の１次側の全電流
■、が第３図のように８Ａｐｐであるとき、前述した各
１次巻線Ｎ１．、Ｎ１．のり一ケージインダクタンスの
違いからこれらの巻線Ｎ ｌａ、Ｎ１．をそれぞれ流れ
る電流ｒ＋ｉ、［Ｉｋは例えば３．８Ａ□、４．２Ａ、
、となるが、巻線Ｎ１．にチョークコイル２２Ｌを直列
接続することでこれらの電流を互いに等しくすることが
できる。
■、が第３図のように８Ａｐｐであるとき、前述した各
１次巻線Ｎ１．、Ｎ１．のり一ケージインダクタンスの
違いからこれらの巻線Ｎ ｌａ、Ｎ１．をそれぞれ流れ
る電流ｒ＋ｉ、［Ｉｋは例えば３．８Ａ□、４．２Ａ、
、となるが、巻線Ｎ１．にチョークコイル２２Ｌを直列
接続することでこれらの電流を互いに等しくすることが
できる。
このように、絶縁コンバータトランス２２の１次巻線を
各巻線部分Ｎ１いＮ１．に分割して１次側励磁電流■１
を略々半分ずつに分流させることにより、巻線の直流抵
抗損失、高周波損失共に大幅に減少して信頼性が向上す
る。また、従来の１次巻線が１組の場合には、温度上昇
を軽減するために線材のリンツ線として例えば６０μｍ
２００束程度のものが必要となり、このような線材は特
注品に近く非常に高価となり、また巻装時の占積率が低
下してコイルボビンの寸法を大きくせざるを得ない状況
であったのに対し、本実施例によれば、例えば６０μｍ
１０８束のリンツ線を２組並列接続することにより温度
上昇を抑えることが可能となり、しかも占積率が改善さ
れて通常寸法のコイルポビンで必要な巻数（例えば４２
ターン）を実現することが可能となる。また、１次巻線
を３組以上に分割して、さらに小径のリンツ線（例えば
６０μｍ８０束等）を用いて、２次側も含めて全て同じ
線材で構成すること等により、トランスの製造、組立が
容易となり、量産性やコストダウンの面で有利となる。
各巻線部分Ｎ１いＮ１．に分割して１次側励磁電流■１
を略々半分ずつに分流させることにより、巻線の直流抵
抗損失、高周波損失共に大幅に減少して信頼性が向上す
る。また、従来の１次巻線が１組の場合には、温度上昇
を軽減するために線材のリンツ線として例えば６０μｍ
２００束程度のものが必要となり、このような線材は特
注品に近く非常に高価となり、また巻装時の占積率が低
下してコイルボビンの寸法を大きくせざるを得ない状況
であったのに対し、本実施例によれば、例えば６０μｍ
１０８束のリンツ線を２組並列接続することにより温度
上昇を抑えることが可能となり、しかも占積率が改善さ
れて通常寸法のコイルポビンで必要な巻数（例えば４２
ターン）を実現することが可能となる。また、１次巻線
を３組以上に分割して、さらに小径のリンツ線（例えば
６０μｍ８０束等）を用いて、２次側も含めて全て同じ
線材で構成すること等により、トランスの製造、組立が
容易となり、量産性やコストダウンの面で有利となる。
ところで、絶縁コンバータトランス２２の２次側巻線、
特に高圧取り出し用の巻線Ｎ２は、接地点を中心として
一方と他方の巻線部分がボビンの内側と外側とに順次巻
装されるため、これらの内側、外側の各巻線部分の各リ
ーケージインダクタンスが互いに異なって表れ、フェラ
イト磁心のヒステリシスカーブにいわゆる偏磁が生じ、
スイッチングトランジスタや整流ダイオードの電流が非
対称となって、損失による発熱が異なって表れる虞れが
ある。そこで、第４図に示す第２の実施例のように、２
次巻線Ｎ２を上記接地点で区分して２組の巻線部分Ｎ２
いＮ。に分割し、これらの巻線部分Ｎｔａ、Ｎ１の各一
端を接続して、第５図に示すように、並行にコイルボビ
ン２２Ｌに巻装する、いわゆるバイファイラ巻きとする
ことにより、各巻線部分Ｎ□、Ｎｚ＞のり一ケージイン
ダクタンスを互いに等しくしている。この第４図に示す
第２の実施例の他の構成は上述の第１図の実施例と同様
であるため、説明を省略する。
特に高圧取り出し用の巻線Ｎ２は、接地点を中心として
一方と他方の巻線部分がボビンの内側と外側とに順次巻
装されるため、これらの内側、外側の各巻線部分の各リ
ーケージインダクタンスが互いに異なって表れ、フェラ
イト磁心のヒステリシスカーブにいわゆる偏磁が生じ、
スイッチングトランジスタや整流ダイオードの電流が非
対称となって、損失による発熱が異なって表れる虞れが
ある。そこで、第４図に示す第２の実施例のように、２
次巻線Ｎ２を上記接地点で区分して２組の巻線部分Ｎ２
いＮ。に分割し、これらの巻線部分Ｎｔａ、Ｎ１の各一
端を接続して、第５図に示すように、並行にコイルボビ
ン２２Ｌに巻装する、いわゆるバイファイラ巻きとする
ことにより、各巻線部分Ｎ□、Ｎｚ＞のり一ケージイン
ダクタンスを互いに等しくしている。この第４図に示す
第２の実施例の他の構成は上述の第１図の実施例と同様
であるため、説明を省略する。
このような構成によって各巻線部分Ｎ□、Ｎｔｈについ
ての上記偏磁を無くし、上記発振駆動回路２４でのスイ
ッチング電流や整流ダイオードの電流を対称として、従
来の電流のアンバランスを解消し、これによる悪影響を
防止している。すなわち上記発振駆動回路２４の各トラ
ンジスタＱ１、Ｑ２のコレクタ電流■。、Ｌｘは、例え
ば第６図に示すように互いに等しい波形の電流となる。
ての上記偏磁を無くし、上記発振駆動回路２４でのスイ
ッチング電流や整流ダイオードの電流を対称として、従
来の電流のアンバランスを解消し、これによる悪影響を
防止している。すなわち上記発振駆動回路２４の各トラ
ンジスタＱ１、Ｑ２のコレクタ電流■。、Ｌｘは、例え
ば第６図に示すように互いに等しい波形の電流となる。
また、２次巻線の各巻線部分Ｎ□、Ｎｚｈから整流平滑
回路２５の各ダイオードをそれぞれ流れる電流Ｉｔｓ、
Ｉ ｔｂを合成した波形は、第６図に示すように正側及
び負側に互いに等しいピーク値を持つものとなり、２次
巻線の接地点（各巻線部分Ｎｔｍ、Ｎｏの接続点）を流
れる電流！、は、第６図に示すように常に同じピーク値
となる。これらの波形は、従来の偏磁によるアンバラン
スが生じてシ１だ場合に比べてピーク値が低下しており
、その分部品の負担が軽くなり、部品の信頼性の向上に
貢献することになる。
回路２５の各ダイオードをそれぞれ流れる電流Ｉｔｓ、
Ｉ ｔｂを合成した波形は、第６図に示すように正側及
び負側に互いに等しいピーク値を持つものとなり、２次
巻線の接地点（各巻線部分Ｎｔｍ、Ｎｏの接続点）を流
れる電流！、は、第６図に示すように常に同じピーク値
となる。これらの波形は、従来の偏磁によるアンバラン
スが生じてシ１だ場合に比べてピーク値が低下しており
、その分部品の負担が軽くなり、部品の信頼性の向上に
貢献することになる。
また、２次巻線の各巻線部分Ｎ、ａ、Ｌｂの間に静電容
ｉ１ Ｃｚ １、Ｃ２ｔ、・・・、Ｃ！、が生じ、各巻
線部分１’Ｊｚａ、Ｎｚ＞として、線径６０μｍ４３束
のりッツ線を２ｍまとめて５５タ一ン巻回して形成する
場合には、約１５００〜２０００ｐＦの合成容量が得ら
れる。これは、絶縁コンバータトランス２２のフェライ
トコアが零ギャンブで構成される場合、起動のため２次
側に約２２００ｐＦ程度の弱電界スイッチングノイズ対
策用のコンデンサ（前記第７図のコンデンサＣ１ｌ、Ｃ
８２）や並列共振用コンデンサ（前記第７図のコンデン
サＣＳ）が必要とされていたわけであるが、上記バイフ
ァイラ巻きの巻線Ｎ２いＮＨ，間の静電容量によりこの
共振用コンデンサを省略することが可能となり、部品点
数の削減によるコストダウンが図れる。しかも各巻線部
分Ｎ １ Ｂ 、 Ｎ ｚ ＞がバイファイラ巻きのた
め、従来より占積率が向上し、さらに巻数を増加するこ
とが可能であり、トランスの磁束密度が低下しトランス
のコア損失が減少する。
ｉ１ Ｃｚ １、Ｃ２ｔ、・・・、Ｃ！、が生じ、各巻
線部分１’Ｊｚａ、Ｎｚ＞として、線径６０μｍ４３束
のりッツ線を２ｍまとめて５５タ一ン巻回して形成する
場合には、約１５００〜２０００ｐＦの合成容量が得ら
れる。これは、絶縁コンバータトランス２２のフェライ
トコアが零ギャンブで構成される場合、起動のため２次
側に約２２００ｐＦ程度の弱電界スイッチングノイズ対
策用のコンデンサ（前記第７図のコンデンサＣ１ｌ、Ｃ
８２）や並列共振用コンデンサ（前記第７図のコンデン
サＣＳ）が必要とされていたわけであるが、上記バイフ
ァイラ巻きの巻線Ｎ２いＮＨ，間の静電容量によりこの
共振用コンデンサを省略することが可能となり、部品点
数の削減によるコストダウンが図れる。しかも各巻線部
分Ｎ １ Ｂ 、 Ｎ ｚ ＞がバイファイラ巻きのた
め、従来より占積率が向上し、さらに巻数を増加するこ
とが可能であり、トランスの磁束密度が低下しトランス
のコア損失が減少する。
なお、本発明は上記実施例のみに限定されるものではな
く、例えば絶縁コンバータトランスめ２次側のみを上記
バイファイラ巻きとしてもよい。
く、例えば絶縁コンバータトランスめ２次側のみを上記
バイファイラ巻きとしてもよい。
また、本発明が適用されるスイッチング電源装置は磁束
制御方式のものに限定されず、直流出力電圧を検出して
スイッチング駆動回路の発振周波数やスイッチングパル
スのデユーティを変化させることにより出力電圧を安定
化させるような各種スイッチング電源装置に本発明を適
用可能であることは勿論である。
制御方式のものに限定されず、直流出力電圧を検出して
スイッチング駆動回路の発振周波数やスイッチングパル
スのデユーティを変化させることにより出力電圧を安定
化させるような各種スイッチング電源装置に本発明を適
用可能であることは勿論である。
本発明のスイッチング電源装置によれば、絶縁コンバー
タトランスの１次側電流を２組以上の巻線に分流させて
いるため、大負荷電力供給に用いた場合にも、通常の径
の巻線線材を用いて発熱を有効に抑えることが可能とな
り、トランスの信頼性の向上が図れる。また、２次側を
いわゆるバイファイラ巻きとすることにより、巻回作業
を簡略化すると共に２次側の共振コンデンサを省略して
コストダウンが図れ、接地点からの各巻線の偏磁による
悪影響を防止できる。
タトランスの１次側電流を２組以上の巻線に分流させて
いるため、大負荷電力供給に用いた場合にも、通常の径
の巻線線材を用いて発熱を有効に抑えることが可能とな
り、トランスの信頼性の向上が図れる。また、２次側を
いわゆるバイファイラ巻きとすることにより、巻回作業
を簡略化すると共に２次側の共振コンデンサを省略して
コストダウンが図れ、接地点からの各巻線の偏磁による
悪影響を防止できる。
２３・・・・・・共振コンデンサ
２４・・・・・・発振駆動回路
２５．２６．２７・・・・・・整流平滑回路Ｎ １ｍ、
Ｎｌｂ・・・・・・１次巻線（２分割の各部）２２Ｌ・
・・・・・チョークコイル １’ｌｚｍ、Ｎｏ・・・・・・２次巻線（２分割の各部
）
Ｎｌｂ・・・・・・１次巻線（２分割の各部）２２Ｌ・
・・・・・チョークコイル １’ｌｚｍ、Ｎｏ・・・・・・２次巻線（２分割の各部
）
第１図は本発明の第１の実施例を示す回路図、第２図は
絶縁コンバータトランスの一例を示す概略断面図、第３
図は動作説明のための波形図、第４図は本発明の第２の
実施例の要部を示す回路図、第５図は該第２の実施例の
絶縁コンバータトランスの一例を示す概略断面図、第６
図は動作説明のための波形図、第７図は従来のスイッチ
ング？ｉＪ（装置の一例を示す回路図、第８図は可飽和
リアクタトランスの一例を示す概略斜視図である。
絶縁コンバータトランスの一例を示す概略断面図、第３
図は動作説明のための波形図、第４図は本発明の第２の
実施例の要部を示す回路図、第５図は該第２の実施例の
絶縁コンバータトランスの一例を示す概略断面図、第６
図は動作説明のための波形図、第７図は従来のスイッチ
ング？ｉＪ（装置の一例を示す回路図、第８図は可飽和
リアクタトランスの一例を示す概略斜視図である。
Claims (2)
- （１）絶縁コンバータトランスの１次巻線に該１次側の
励磁電流をスイッチング制御する発振駆動回路が接続さ
れ、上記絶縁コンバータトランスの２次側出力電圧に応
じて上記発振駆動回路の発振状態を制御して上記２次側
出力電圧を一定電圧に制御するスイッチング電源装置に
おいて、 上記絶縁コンバータトランスの１次巻線を２組以上に分
割して巻装し、それぞれを並列接続して上記絶縁コンバ
ータトランスの１次側励磁電流を分流させることを特徴
とするスイッチング電源装置。 - （２）絶縁コンバータトランスの１次巻線に該１次側の
励磁電流をスイッチング制御する発振駆動回路が接続さ
れ、上記絶縁コンバータトランスの２次側出力電圧に応
じて上記発振駆動回路の発振状態を制御して上記２次側
出力電圧を一定電圧に制御するスイッチング電源装置に
おいて、 上記絶縁コンバータトランスの２次巻線を２組に分割し
、一端を接続して並行に巻装することを特徴とするスイ
ッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63172888A JP2737934B2 (ja) | 1988-07-12 | 1988-07-12 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63172888A JP2737934B2 (ja) | 1988-07-12 | 1988-07-12 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0223063A true JPH0223063A (ja) | 1990-01-25 |
| JP2737934B2 JP2737934B2 (ja) | 1998-04-08 |
Family
ID=15950183
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63172888A Expired - Fee Related JP2737934B2 (ja) | 1988-07-12 | 1988-07-12 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2737934B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2022054076A (ja) * | 2020-09-25 | 2022-04-06 | 株式会社スーリヤ | 高圧トランス |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5765272A (en) * | 1980-10-07 | 1982-04-20 | Fuji Electric Co Ltd | Dc high voltage generator |
| JPS6151809A (ja) * | 1984-08-21 | 1986-03-14 | Tdk Corp | コイル装置 |
| JPS61202185U (ja) * | 1985-06-07 | 1986-12-18 |
-
1988
- 1988-07-12 JP JP63172888A patent/JP2737934B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5765272A (en) * | 1980-10-07 | 1982-04-20 | Fuji Electric Co Ltd | Dc high voltage generator |
| JPS6151809A (ja) * | 1984-08-21 | 1986-03-14 | Tdk Corp | コイル装置 |
| JPS61202185U (ja) * | 1985-06-07 | 1986-12-18 |
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|---|---|---|---|---|
| JP2022054076A (ja) * | 2020-09-25 | 2022-04-06 | 株式会社スーリヤ | 高圧トランス |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2737934B2 (ja) | 1998-04-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |