JPH02237214A - 低域歪除去方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的コ （産業上の利用分野） 本発明は、メタリック２線ケーブルを用いて双方向にデ
ータ伝送を行うトランシーバにおいて適用される低域歪
除去方式に関する。

（従来の技術） 近年、ネットワークにおけるディジタル化の進展に伴い
、既存のメタリック加入者線や構内網を用いてデータ伝
送を行う２線式双方向データ伝送用トランシーバの必要
性が増大してきた。

このような状況下、電気通信の国際標準の審議するＣＣ
ＩＴＴでは、Ｉ　Ｓ　Ｄ　Ｎ　（　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅ
ｄ　Ｓｅｒｖｉｃｅ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｎｅｔｗｏｒｋ
）と呼ばれる国際的なディジタル網の構築を１１指して
その標準化作業か進められており、中でも、Ｇ４ｋｂｐ
ｓを　２チャンネル、ｌ６ｋｂｐｓを　１チャンネル有
し、１４４ｋｂｐｓのデータ伝送を行うベーシックアク
セスと呼ばれる伝送手段が最も基本的なものとして勧告
化あるいは勧告を目指した作業が進められている。

尚、このベーシックアクセスは、従来のアナログ網にあ
っては、第６図に示すように、公衆網から家庭内の電話
器に至る加入者線（電話線）１に相当するものである。

一方、ＩＳＤＮにおいてのディジタル伝送も、やはりこ
の加入者線を用いて行う訳であるが、現状においてメタ
リック２線ケーブルによる加入者線は既にその数が膨大
なものとなっており、ディジタル加入者線用として新た
に回線を敷設するのは非常に大変な作業となる。

このことから、最近では、既存のアナログ回線を用いて
ディジタル信号伝送を行う２線式双方向データ伝送技術
の研究、開発が盛んに行われている。

この２線式双方向データ伝送の原理を説明する。

この方式では、２線のメタリックワイヤにそれそれ上り
と下りの信号を乗せることにより双方向のデータ伝送を
行っている。すなわち、ここで上りと下りの信号は、ハ
イブリッド回路と呼ばれる方向性結合器により送受信を
それそれ分離している。

しかしなから、このようなメタリック２線ケーブルを用
いたデータ伝送方式では、ハイブリッド回路と回線との
間のインピーダンス不整合により送信信号が受信側に漏
れてエコーが発生し、このエコーが本来受信すべき信号
と重なってデータ伝送のエラーを招く原因の一つとなっ
ていた。

このような事情に鑑みて、これまで次のような２通りの
方式が確立されている。

その一つは、第７図に示すＴＣＭ方式（ＴｉｍｅＣｏｍ
ｐｒｅｓｓｉｏｎ　ＭｕｌＬｉｐｌｅｘ）である。これ
は通称ピンポン方式と呼ばれるもので、伝送路２上にお
いて上りと下りの信号をそれそれ時分割で交互に送り合
うようにしたものである。

もう一つは、第８図に示すＥＣ方式（ＩＥｃｈｏＣａｎ
ｃｅｌ　Ｉｅｒ）である。この方式は、ハイブリット回
路３における　２線／４線変換点で発生するエコーの量
を推定し、これを打ち消すような信号を疑似エコーとし
て発生して、エコーの重畳された受信信号からその疑似
エコー信号を差し引くといったものである。

この中でも特にＥＣ方式は、伝送路４でのビツｌ・レー
トを下げることができる点から国際的にも有望な方式と
されている。

次にこのＥＣ方式を用いた２線式双方向データ伝送トラ
ンシーバの構成を第９図に示す。

このトランシーバでは、符号化方式として、多値符号に
よりボーレートを下げることのできる２ＢＬＱ方式を採
用している。

同図に示すように、トランシーバに入力された送信デー
タは、まず符号化器（ＣＯＤ）１１に人力される。この
符号化器１１は１［ｉ０ｋｂｐｓの２進データ　２組を
、以下に示すようなルールで８０Ｋボーの４値の２８Ｉ
Ｑデータに変換するものである。

２進データ　　２ＢＩＱコード　コーダ出力（２進）０
　１．　　　　　　　　ｌ　　　　　　　　Ｏ　Ｏ　Ｉ
ＩＩ　　　　　　　　　　　　−３　　　　　　　　　
　　　　１．１０符号化器１１からのコーダ出力データ
はドライバ（ＤＲＶ）１．２、エコーキャンセラ（ＡＦ
ＥＣ，１１ＲＥＣ）１．３、１４にそれぞれ入力される
。

ドライバ１２は、入力したコーダ出力データに基づき、
以下のようなルールでパルスを発生し、これをハイブリ
ット回路１５を介して回線に送出する。

コーダ出力　　　　　ドライバ出力 ０１０　　　　　　　　　　３Ｖ ００１　　　　　　　　　　１　Ｖ １１１．　　　　　　　　　−ＩＶ １１０　　　　　　　　　−３Ｖ エコーキャンセラ（ＩＩＲＥＣ）１．４は、符号化器１
１から入力されたコーダ出力データに基づいて、ハイブ
リット回路］５において発生するエコーの量を推定し、
これを打ち消すような信号（疑似エコー信号）を生成し
て、減算器］６にこれを出力する。

尚、このエコーキャンセラ（Ｉ　ＩＲＥＣ）１４は、固
定係数の４次Ｉ　Ｉ　Ｒ　（Ｉｎｄｉｎａｒｅ　Ｉｍｐ
ｕｌｓｅＩ？ｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタにより実現され
ている。

減算器］６は、エコーの重畳された受信信号から、エコ
ーキャンセラ（Ｉ　ＩＲＥＣ）１４からの疑似エコー信
号を減算し、これにより粗いエコの除去を行い、その結
果をルート．　ｆ　Ａ　Ｇ　Ｃ　１　７に出力する。

ルートｆＡＧｃ１７は、回線の広域信号減衰特性（ルー
１−　ｆ特性）を補償するため、受信信号にハイパスフ
ィルタ処理を施し、これをエコーキャンセラ（ＡＦＥＣ
）１３および判定帰還型等化器１８に人力する。

これにより判定帰還型等化器］８は、受信信号の歪を判
定する判定器１つの判定結果を入力して、ブリッジタッ
プによりその歪を除去するよう等化処理を行う。

以上の処理により、再生された受信信号は、複合器（Ｄ
ＥＣ）２０で再び二進データに変換された後、ＲＸＤ出
力される。

尚、受信クロックは、ＰＬＬ２１により受信信号からタ
イミング抽出される。

このタイミング抽出方法としては、例えば、受仁パルス
の波形、七ロクロス点等からの抽出方法か挙げられる。

こうした２ＢＩＱ方式等の多値符号を用いた２線式双方
向ベースバンド伝送方式では、占有帯域を低域に集中さ
せることができ、しかも漏話性ノイズに対する優れた除
去効果を有している。また低いサンプリング周波数で済
むためディジタル信号処理の導入に適すといった数々が
利点もある。

（発明が解決しようとする課題） しかしながら、これらの多値符号には直流成分も含まれ
、さらに直流付近の周波数に信号成分もあるため、これ
を通常の加入者線に通すと１・ランス等の低域遮断特性
により符号間干渉が発生し、このことがデータ伝送の誤
りを増加させていた。

この低域遮断歪の発生メカニズムは第１０図に示すよう
にモデル化できる。

同図において、伝送特性３１は遠端のトランスおよびコ
ンデンサにより低域遮断歪をカッ１・オフ周波数がｆｃ
ｖｌｌｚの１次のハイパスフィルタで近似したもので、
伝送特性３２は遠端のトランスおよびコンデンサによる
低域遮断歪をカッ１・オフ周波数かｆ　１；１１　Ｈｚ
の１次のハイパスフィルタで近似したものである。

ここで、これらの伝送特性ＨＴ　（Ｓ）　、Ｈｎ　（Ｓ
）は以下のように表現できる。

Ｓ ＨＴ（Ｓ）＝　　　　　　　　　　　　　　・・・・・
・（１ａ）１　　−　（１／　τ　Ｔ）Ｓ Ｓ Ｈ　ロ　（Ｓ）　＝ ・・・・・・（１ｂ） ：ｌ（］／　τｏ　　）　　Ｓ 但し、τＴ＝２πｆｃ■、τ１１＝２πｆ　ＣＲ以上の
式より伝送路全体の遮断歪Ｈ　（Ｓ）は、Ｈ（Ｓ）　−
ＨＴ　（Ｓ）　　・ＨＩＩ（Ｓ）　　　　・・・・・・
（２）で表される　２次のハイパスフィルタで表現され
る。

さて、このような遮断歪を等化する方式としては、例え
ば第１１図に示すような量子化帰還形の等化方式か一般
的である。

以下に、この等化方式について説明する。

同図において、受信信号ｙ　（ｗ）は、量子化帰還信号
９（ｕ）と加算されて等化出力信号Ｚ（ｗ）となり判定
器１６に入力される。また、判定器１６の出力２（Ｗ）
は、特性かＲ（Ｓ．）なるローバスフィルタ３３を介し
て量子化帰還信号９（Ｗ）となって出力される。

これにより以下の関係式が成立する。

Ｚ　（ｗ）　一ｙ　（ｗ）　−＋−Ｒ　（ｓ）　，ｉ”
　（ｗ）　−（３）また、伝送路の人出力関係より、 ｙ　（ｗ）　−Ｈ　（ｓ）χ（Ｗ）　　　　　　・・・
（４）となる。

さらに（４〉式を（３）式に代入し、判定結果がほほ正
し＜，ｉ’（ｗ）≦χ（Ｗ）であり、さらにその判定に
よる遅延が無視てきるものとすると、Ｚ（ｗ）　さ（Ｈ
　（ｓ）　＋Ｆｆ　（ｓ）　）　ｘ　（ｗ）　−（５）
となる。

したがって、ローバスフィルター３３の特性日が、 Ｒ（ｓ）　−１−Ｈ　（ｓ） （１−　　（１／τＴ）　　Ｓ）　　（１　−　（１／
τｎ）Ｓ）・・・・・・（６） となったときに、低域遮断歪を等化させることのできる
ローバスフィルタ３３が得られる。

ココで、カッ１・オフ周波数ｆ　ＣＴ、ｆ　Ｃｌ＋は、
１・ランスやコンデンサの特性によって決定され、未知
な場合が多い。このため（６）式による特性値は一定で
はなく伝送路に応じて適応的に変化させる必要が生じる
。

したがって、この要求を満すために、第１１図に示すよ
うに、減算器３４の出力結果を用いて判定誤差が最少に
なるようフィルタ３３の係数を適応的に学習させるよう
にしている。

しかしながら、（６）式のような　２次のＩＩＲフィル
タの学習アルゴリズムは非常に複雑で、安定して最適解
が得られるような方式はいまた確立化されていなかった
。

このことから、従来、比較的簡ｆｉｔに最適解が得１］ られる　１次のＩＩＲフィルタで、（６）式を近似する
方式等が採用されているが、この方式では解に大きな誤
差が生じることがあり、十分な性能が得られないといっ
た問題があった。

本発明はこのような課題を解決するためのもので、低域
歪の等化処理を安定して行う適応１１Ｒフィルタの係数
を正確に推定でき、例えば、受信信号に含まれる低域遮
断歪等を良好な状態で除去することのできる低域歪除去
方式の提供を目的としている。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明の低域歪除去方式は上記の目的を達成するために
、帯域分割処理を用いることにより低域歪を除去するた
めの適応フィルタを効果的に実現する手段を提供する。

原理的には、例えば第１２図に示すように、伝送路より
取り込んた受信信号を判定する判定部１２０１が求めた
未知系１２０２への入力信号とその未知系出力信号であ
る受信信号から、該受信信号の一部帯域の信号を抽出し
て部分帯域受信信号および部分帯域判定信号を生成する
部分帯域信号生成部と、前記部分帯域受信信号および部
分帯域判定信号を入力して、適応ＦＩＲフィルタにより
未知系の特性である低域遮断歪特性を推定する推定部と
からなる帯域分割形適応フィルタ１２０３と、その推定
結果に基づいて適応１１Ｒフィルタ１２０４の係数を定
義するフィルタ係数定義手段とを備え、前記適応ＩＩＲ
フィルタ１２０４に前記未知系入力信号を通ずことによ
り前記受信信号から前記低域遮断歪を除去するようにし
たものである。

（作　用） 本発明の低域歪除去方式では、まず、部分帯域信号生成
手段か、未知系入力信号である判定部の判定結果と未知
系出力信号である受（Ｘ信号から、該受信信号の一部帯
域の信号を抽出して部分帯域受信信号および部分帯域判
定仁号を生成すると、その部分帯域受信信号および部分
帯域判定信号から、推定手段が、適応ＦＩＲフィルタに
より未知系の特性である低域遮断歪特性を推定する。続
いてフィルタ係数定義千段が、その推定結果に基づいて
、適応ＩＩＲフィルタに前記判定結果を通すことにより
前記受信信号から前記低域遮断歪が除去されるよう適応
ＩＩＲフィルタの係数を定める。

したがって、この発明によれば、低域歪の等化処理を安
定して行える適応１１Ｒフィルタの係数を正確に推定で
き、例えば受信信号に含まれる低域遮断歪等も良好な状
態で除去することができる。

（実施例） 以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。

第１図は本発明の一実施例である低域遮断歪除去方式を
説明するための図である。

尚、本実施例で扱う全ての信号はディジタル信号処理で
の実現を前提とした離散信号であるとし、以下これをＺ
領域で表現する。

第１図に示すように、この実施例は、インパルス応答推
定部１００，カットオフ推定部２００、低域遮断歪等化
部３００からその主要部が構成されている。

インパルス応答推定部１００は、受信（六号Ｙ（ｚ）お
よび判定信号父（ｚ）を、帯域分割処理（但し、Ｚ＝Ｅ
ＸＰ　　（２πｊｆ／ｆａ）；ｆθ一ポーレー１・）で
実現した適応ＦＩＲフィルタ］０１に入力してインパル
ス応答の推定を行う。

すなわち、上述した受信信号Ｙ　（ｚ）と判定信号Ｒ　
（ｚ）は、例えばカットオフ周波数が２Ｋ肚のローバス
フィルタ１０２、１０３で帯域制限された後、下式に示
すように、再サンプリング処理部１０４、１０５で例え
ばｆ　Ｓ　＝　Ｉ．ＯＫＨｚで再サンプリングされて、
帯域分割後の信号Ｙ’　（Ｚ’）Ｒ’（２゜）となる。

Ｙ’　（Ｚ’）　＝Ｌ　（ｚ）　Ｙ　（ｚ）父’　（ｚ
’）　＝Ｌ　（ｚ）父（ｚ）但し、ｚ’＝ＥＸＰ（２π
ｊｆ／ｆｓ）ｏ＜　ｆ　＜　２ＫＨｚ 適応ＦＩＲフィルタ１０］、減算器１０６、１０７では
、分割された帯域において、公知の最急降下法笠の学習
アルゴリズムにより残差信号Ｅ’（Ｚ’）の電力を最小
にすることにより低域遮断歪のインパルス応答こｊ（ｉ
＝１〜Ｎ）を推定する。

ここで適応ＦＩＲフィルタ１０１が収束したときの特性
Ｃ（ｚ’）は次式で算出される。

Ｇ（ｚ’）＝桑ＱＩ　Ｚ’ Ｉｌ１ Ｙ’（ｚ’）　　一父’（ｚ’） 主　　　　　　　　　　　　　・・・・・・（８）父′
　（　Ｚ”） 分割された帯域において、低域遮断歪特性をＨ’（Ｚ’
）、送信信号をＸ’　（　ｚ）とし、さらに帯域分割用
のローバスフィルタ１０３、１０４の特性をＬ′（ｚ′
）で表して、なおがっ判定誤りがないとすると、分割さ
れる帯域での受信信号Ｙ′（Ｚ゛）と判定信号父’（ｚ
’）は、 Ｙ’　（ｚ’）　−Ｌ’　（Ｚ’）　Ｈ’　（Ｚ’）　
Ｘ’　（Ｚ’）父’　（　ｚ’）　＝Ｌ’　（　ｚ’）
　Ｘ’　（　ｚ’）　　−（９）となり、（８）　（９
）式により、 Ｃ（　ｚ’）　＝　（Ｌ’　（　ｚ’）　Ｈ’　（ｚ’
）　Ｘ’　（ｚ’）Ｌ’　（ｚ’）Ｘ′（ｚ’））／　
（Ｌ’　（ｚ’）Ｘ’］６ （ｚ’））　　一Ｈ’　　（ｚ’）　　−　１となって
、分割された帯域での低域遮断歪成分の特性となること
が分る。

カッ１・オフ推定部２００では、インパルス応答推定部
１００で得られたインパルス応答の傾き等により、カッ
１・オフ周波数ｆ　ＣＴ、ｆ　ｃｎを推定し、低域遮断
歪等化部３００におけるＩＩＲフィルタ３０１の係数ロ
１、ロ２を定める。

以下に、その一例として、インパルス応答の３か所の傾
きによりその係数Ｑｌ，ｆｉ２を定める方法を説明する
。

まず、以下の処理により３区間のインパルス応答の傾き
ｄ１、ｄ２、ｄ３を対数領域で求める。

ｄｌ＝　一ｌｏｇ ・　・・・（１０ａ） ’ｆ：　Ｃ，　ｉ　” −１＋ εｃ　ｉ２ 雪一ｔう 但し、０＜ｔｌ　＜ｔ２　＜ｔ３　＜ｔ４　＜ｔ５（ｔ
は定数） 以上の処理により、第２図に示すように、力・ソ１・オ
フ周波数の異なる２種類のインノ々ルス応答Ａ１Ｂにお
いて、傾きの組合せのベクトルｄｌ　　６２、ｄ３を求
めたとき、インパルス応答ＡはＡＩＡ２、Ａ３て、イン
パルス応答ＢはＢ１、Ｂ２、Ｂ３で示されることになる
。したがって、Ａ１＝Ｂ１であっても、Ａ２≠８２　、
Ａ３≠８３ならば、これらのインパルス応答Ａ，Ｈの区
別が可能となる。さらにカットオフ周波数の推定におい
て区間の数が多い程、より正確にカットオフ周波数の推
定ができる。

第３図はこのようなカットオフ周波数ｆ。Ｔ１ｆ　Ｃｎ
、傾きｄｌＳｄ２、ｄ３、およびそのときの１１Ｒフィ
ルタ３０］の帰還定数ｆ３，１，９２の関係を示したテ
ーブルであり、カツ１・オフ推定部２００では、（１０
ａ）　（］Ｏｂ）　（１０ｃ）式で求めた傾きｄ１、ｄ
２、ｄ３により、対応するカツ！・オフ周波数を推定し
、このときの０１、０２をＩＩＲフィルタ３０１の係数
として低域遮断歪等化部３００に送る。

低域遮断歪等化部３００は、カットオフ推定部２００に
より得られる０１　０２に基づいてＲ２　　（ｚ）／Ｆ
ｉｌ　　（ｚ）なるＩＩＲフィルタ３０１の分母Ｈ＋　
　（ｚ）を構成するＩＩＲ分母部３０１ａと、ＩＩＲフ
ィルタの分子Ｈ２　　（ｚ）を構成するＩＩＲ分子部３
０１ｂ、遮断歪成分を除去する減算器３０２、判定器３
０３、ＩＩＲ分子部３０　１．　ｂの適応動作のための
誤差信号を生成する減算器３０４とからなっている。

ここで、判定結果父（ｚ）は、 Σ人　ＩＺ Ｆｆ　　（ｚ）　　＝ （１　一官Ｉ　　Ｚ−’）　　（１−Ｕ２．２−２）・
・・・・・（１１） 但し、Ｌは定数 なる特性のＩＩＲフィルタ３０１により、遮断歪を打ち
消す信号？（２）となる。

尚、（１０）式の人ｉ　　（ｉ＝］〜Ｌ）は、公知の最
急降下法等により残差信号Ｅ　（ｚ）の電カが最小にな
るよう定められる。

以上の処理により、従来から採用が困難であった２次の
ＩＩＲフィルタ３０１を用いての低域遮断歪等化処理が
行われる。

尚、上述したインパルス応答推定部１．　０　０　，カ
ットオフ推定部２００の処理は、トレーニング時のみ行
えばよく、これらの処理を他の処理に振り分けることに
より処理量の大幅な低減化が可能となる。

以上本実施例方式の構成および作用について説明したが
、さらにこの低域遮断歪除去方式の主旨をまとめると次
の通りとなる。

■カットオフ周波数ｆＣＴＳｆＣＩ１はそれぞれ５００
１｛ｚ前後で、低域遮断歪成分は０，１〜２Ｋ肚以内に
その成分の大部分が集中する。

したがって、８０Ｋボーのデータ伝送システムでも、こ
の受信信号や判定結果から、２ＫＩＩｚ以下の信号を抽
出すれば、この低域信号のみで低域遮断特性を推定する
ことができる。

また、抽出した低域化号をボーレー１・のｌ．／Ｍの例
えば１０ＫＨｚ　　（Ｍ＝８）程度の低いサンプルで処
理する帯域分割処理を導入することにより、低域遮断特
性の推定を行うにあたっての適応アルゴリズムを確立化
することができる。この結果、簡＋１１な適応ＦＩＲフ
ィルタの使用が可能となり、ＦＩＲフィルタのタップ数
は、ボーレー１・処理時の１／Ｍで済むことになる。ま
た、再ザンブル間隔もボーレー１・のＭ倍になるため、
１ホー当りに処理する必要のあるタップ長も、ホーレー
１・処理時の１．／Ｍになる。

次に第４図を用いて以上の処理の原理を説明する。

８０ＫＩＩｚのサンプル信号である受信信号Ｙ　（ｚ）
は（図４　　ａ　）　、カットオフ周波数２ＫＩｌｚの
ローパスフィルタにおいて５ＫＩｌｚ以上の成分か完全
に無祝されるまで帯域制限され（図４−ｂ）、例えば２
］ １０ＫＩＩｚで再ザンプリングされることにより第４図
（ｃ）（ｄ）に示すような信号になる。

この信号から　Ｉ．　Ｏ　Ｋ　Ｈ　ｚの処理により効率
的に低域遮断歪等化信号（図４−ｅ）を得ることができ
る。

また、第５図は帯域分割処理による低域遮断歪特性の推
定を時間領域で説明するもので、（ａ）のようなインパ
ルス応答の歪成分（斜線で示す）を打ち消すため、等化
信号は（ｂ）に示すように、（ａ）からメイン応答の部
分を除いた部分の応答となる。

この応答は非常になだらかで周波数成分が非常に低いた
め、（Ｃ）に示すように、原サンプル８０ＫＨｚよりも
非常に低い　］ＯＫＩＩｚのサンプルで再サンプルを行
っても、インパルス応答の傾き等の形状は保存される。

■帯域分割処理で実現した第１図に示すＦＩＲ適応フィ
ルタ１０］の係数は、低域遮断歪特性のインパルス応答
であり、その形状は、カットオフ周波数ｆ　ＣＴ　Ｓｆ
　Ｃｌ１により一意に決まる。したかって、第５図（Ｃ
）に示したインパルス応答の形状からカソ１−オフ周波
数ｆ　ＣＴ、ｆ　ａ＋を推定でき、これらか推定できれ
ば、さらに２次のＩＩＲフィルタ３０］の特性Ｒ　（Ｚ
）の係数が決まる。

以上説明したようにこの実施例方式によれば、適応アル
ゴリズムの確立している適応ＦＩＲフィルタ］０１を、
低域遮断歪成分の大部分が集中している低域で帯域分割
処理を用いることにより効率的に実現することがてき、
この適応ＦＩＲフィルタ１．　０　１の係数により２次
のＩＩＲフィルタ３０］の係数を容易に決定することか
できる。また、従来方式ではタップ長が長くなり処理量
の増加の原因となる適応ＦＩＲフィルタ１０１に、帯域
分割処理を導入することにより、従来方式に対して処理
量の大小な低減か可能になる。

［発明の効果コ 以上説明したように本発明の低域歪除去方式によれば、
低域歪の竹化処理を安定して行える適応ＩＩＲフィルタ
の係数を正確に推定でき、例えば受仙信号に含まれる低
域遮１１ｉ歪を安定して除去することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例である低域遮断歪除去方式を
説明するためのブロック図、第２図は同実施例方式にお
いてカッ１・オフ周波数の異なる２種類のインパルス応
答を傾きの組合せをベクトルで示した図、第３図は第２
図のカッ１・オフ周波数の推定に用いられる参照テーブ
ルを示す図、第４図は同実施例方式による信号等化処理
の原理を説明するための信号波形図、第５図は帯域分割
処理による低域遮断歪特性の推定を時間領域で説明する
ための図、第６図は従来からのＩＳＤＮにおける加入者
線伝送の概要を説明すたるための図、第７図はＴＣＭ方
式を説明するための図、第８図はＥＣ方式を説明するた
めの図、第９図は従来の１・ランシーバの構成を説明す
るためのブロック図、第１０図は低域遮断歪の発生メカ
ニズムを説明するための図、第１１図は量子化帰還形の
等化方式を説明するだめの図、第１２図は本発明の低域
歪除去方式の原理を説明するだめの図である。 ］００・・・インパルス応答推定部、１０］・・・適応
ＦＩＲフィルタ、２００・・・カツ１・オフ推定部、３
００・・・低域遮断歪等化部、３０１・・・ＩＩＲフィ
ルタ、３０２・・・減算器、３０３・・・判定器、３０
４・・減算器。 出願人　　　　　株式会社　東芝 代理人　弁理士　須　１１１　　佐

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 低域通過特性を有する未知系の特性を推定することによ
   り、該未知系の出力信号の歪成分を除去する方式であっ
   て、 前記未知系の入力信号と出力信号から、該入力信号の一
   部帯域の信号を抽出して部分帯域入力信号および部分帯
   域出力信号を生成する部分帯域信号生成手段と、 前記部分帯域入力信号および部分帯域出力信号を入力し
   て、適応ＦＩＲフィルタにより前記未知系の特性を推定
   する推定手段と、 その推定結果に基づいて、前記未知系のモデルである適
   応ＩＩＲフィルタの係数を定義するフィルタ係数定義手
   段とを備え、 前記適応ＩＩＲフィルタに前記未知系入力信号を通すこ
   とにより前記未知系出力信号から前記歪成分を除去する
   ようにしたことを特徴とする低域歪除去方式。