JPH0223833B2 - - Google Patents
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- JPH0223833B2 JPH0223833B2 JP53040733A JP4073378A JPH0223833B2 JP H0223833 B2 JPH0223833 B2 JP H0223833B2 JP 53040733 A JP53040733 A JP 53040733A JP 4073378 A JP4073378 A JP 4073378A JP H0223833 B2 JPH0223833 B2 JP H0223833B2
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
- G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
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- G—PHYSICS
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- G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
- G01R27/26—Measuring inductance or capacitance; Measuring quality factor, e.g. by using the resonance method; Measuring loss factor; Measuring dielectric constants ; Measuring impedance or related variables
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- General Physics & Mathematics (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
Description
発明の背景−本発明の分野
本発明は被計測素子の各種の電気定数値、すな
わち、キヤパシタンス、自己インダクタンスおよ
び抵抗値あるいはその逆数値を選択的に測定する
方法および装置に係る。 先行技術の説明 容量素子や誘電素子は等価的に見れば常に抵抗
分を含むものであるので、これらのキヤパシタン
スや自己インダクタンスを測定する場合、ことに
その変化の測定を連続的におこなう場合、等価抵
抗による誤差すなわち真値からのずれを避けるこ
とはきわめて困難である。 とくにこれらの素子を物性検出用の変換器など
に組み込んで使用する場合、キヤパシタンス、自
己インダクタンス、抵抗値およびその逆数値がそ
れぞれ選択的に、また同時に測定出来ることが望
まれている。ところが、この要望に充分応じ得る
測定装置ないし方法は、いまだに提案されていな
い。 本発明の概説 本発明によれば、上記の未解決であつた課題が
冒頭の特許請求の範囲に、その要旨を記載した方
法および装置によつて解決される。 この発明の要旨の更に端的な記述を以下に試み
る。 (1) それぞれ未知値の抵抗素子および容量素子ま
たは誘電素子を含む被計測部（測定部分回路）
応への入力電圧と該被計測部からの出力電圧と
の比（周波数伝達関数）の位相角を一定に維持
する。 (2) 該入力電圧の該被計測部からの出力電圧との
位相差を検出する手段を設け、得られた位相差
信号によつて発振周波数を可変調節される電圧
制御発振器から正弦波出力を得て、該被計測部
へ入力電圧とする。これらの要素をもつて該入
力電圧と該被計測部からの出力電圧との位相差
が一定に保たれている定値制御系を構成する。 (3) 該出力電圧を整流して得た直流電圧にパルス
数が比例する第一のパルス出力あるいは該直流
電圧にパルス周期が比例する第二のパルス出力
のうちいずれか１個（該被計測部の回路構成に
応じて選ばれる）を電圧−周波数（または周
期）変換器によつて得、そのパルス数またはパ
ルス周期を、パルス数検出器またはパルス周期
検出器を用いて測定して該被計測部に含まれる
未知抵抗素子の抵抗値またはコンダクタンス値
を検出する。 該被計測部に含まれる未知抵抗素子の抵抗値
またはコンダクタンス値は、該被計測部の出力
電圧を整流して得た直流電圧を、必要に応じ差
動増幅したものとしても得られる。 (4) 該入力電圧の周期に比例する時間、前記第一
のパルス出力あるいは第二のパルス出力のパル
ス数を測定して該被計測部の未知容量素子のキ
ヤパシタンスまたは未知誘導素子の自己インダ
クタンスを検出する。つまり上記パルス出力の
パルス数は前記電圧制御発振器の出力、または
これを分周してえられた信号をゲート信号とし
ている計数手段（カウンター）によつて計数さ
れるわけである。 (5) 上記において： (a) 該計数の結果値は更にデイジタル−アナロ
グ変換器によつて計量値に変換されてもよ
い。 (b) 該位相差を検出する手段への入力は、それ
ぞれ波型変換器を経て供給されるものであつ
てよい。 (c) 該電圧制御発振器への入力が位相差電圧お
よび基準電圧を供給されている差動増幅器よ
り供給されていてもよい。 (d) 該電圧制御発振器の出力が電流増幅器を経
て該被計測部に供給されるものであつてもよ
い。 (e) 該被計測部の入出力電圧の周期が周期変換
器を経て計数手段に入力され、これをゲート
信号として前記パルス数を計数するものであ
つてよい。 好ましい具体例の説明 以下、添付の図面を参照して、本発明のより具
体的な構成を説明する。 第１図は本発明の原理的概略を示すブロツク・
ダイヤグラムであり、そのうち被計測の容量また
は誘導素子を含む被計測部（被測定部回路、
G4、以下の文中でこの囲みを省略する）は素子
と種類とその回路構成ならびに計測対象に応じて
８通り分類できる。しかしながら、これらは基本
的には同じ考え方で取扱えるので、ここでは抵抗
と静電容量との並列回路を具体例について説明
し、他の７例については後に述べることにする。 すなわち、第１図において被計測部G4の入力
電圧−EIおよび出力電圧EOは、それぞれ波形変換
器（G5およびG6）によつて、正弦波（但し、定
常状態の場合）から矩形波に変換された後、位相
検出器G7に入力され、入力電圧−EIと出力電圧
EOとの位相差に比例した直流電圧が出力される。
これが基準電圧VR1と比較され、その差が差動演
算増巾器G1によつて増巾される。 バイアス電圧VR2によつてバイアスされている
電圧制御発振器G2は、G1の出力電圧によつて制
御されており、その制御機能はG2の角周波数が
G4の電圧と電流との位相差の変化を抑制するよ
うに指向されており、事実上、この位相差を常に
一定の値に保持できるように構成されている（定
値制御）。 このような状態のもとで、G4の出力電圧EOは、
交流−直流変換器G8により、直流電圧E1/Rに変換
される。E1/Rと零推移電圧VR17との差は演算増巾
器G13に入力され、この場合コンダクタンス信号
電圧E′1/Rとして出力される。若し同時に抵抗値に
対応する信号が必要な場合は、電圧−周波数変換
器G9の出力信号の周期を測定する（点線、Ty参
照）。G9の出力電圧の周波数成分fyは計数カウン
タG11の入力となる。 一方、G3の出力、すなわちG4の入力電圧−EI
は周期変換器G10を経てG11のゲート・タイムTx10
として用いられる。この結果、G11は単なるカウ
ンタでなく、演算機能を持つものとなり、その出
力Ｎは抵抗値とは無関係で、キヤパシタンスＣの
みに比例した値となり、Ｄ−Ａ変換器G12を経
て、キヤパシタンス信号電圧ECとして出力され
る。 次に上記構成によつて得られる動作の理論的裏
付けを順を追つて説明する。 (1) 被計測部の回路構成： 静電容量Ｃと抵抗Ｒが並列の場合のG4は第
２図Ａのように構成する。 ここで点線で囲まれた部分が被計測素子であ
り、そのＲ，Ｃおよび入力電圧−EIが定常位置
の値で、増巾器A5・A6が理想的 すなわち； 入力インピーダンス＝∞ 閉ループ・ゲイン＝∞ 位相回転＝０ なものであるとすれば、 EI＝｜EI｜ej〓xt であるとき、入力電圧を−EI、出力電圧をEOと
したときの周波数伝達関数は G′4＝EO／−EI＝（１／Ｒ＋jωxＣ）Rf (1) （ただし、Rfは帰還抵抗） であわらすことができる。位相角θは θ＝tan-1ωx・Ｃ・Ｒ (2) であるのでθを一定に維持できれば Ｃ∝１／ωx・１／Ｒ (3) となるので、１／Ｒおよび１／ωxを検出し演
算することによりＣが測定可能であることがわ
かる。 (2) 定値制御の前提： ここで（ωx、Ｃ、Ｒ）をひつとの値とする
とき、(2)式のωx、Ｃ、Ｒに関する偏微分係数
はそれぞれ： Kωx＝∂θ／∂ωx＝Ｃ・Ｒ／１＋（ωx・Ｃ・Ｒ）
2(4) KC＝∂θ／∂C＝ωxＲ／１＋（ωx・Ｃ・Ｒ）2 (5) KR＝∂θ／∂R＝ωxＣ／１＋（ωx・Ｃ・Ｒ）2 (6) となり、θの全微分dθは dθ＝K〓x・dωx＋KC・dC＋KR・dR であるので、θの増分△θは △θ≒K〓x・△ωx＋KC・△Ｃ＋KR・△Ｒ となる。 そこで、“定常状態”という条件のもとで
(4)、(5)および(6)式を伝達関数と同様に取扱うも
のとする。 第１図の構成要素中には、何等の積分要素が
含まれていないものとすると、それらの時定数
は、きわめて小さく、また無駄時間もきわめて
短いものであり、信号の時間的変化は緩やかで
あるから、各要素はそれぞれ０次比例要素と考
えてよい。 それゆえ、着目する信号に関する第１図の各
要素すなわちGo（ｎ＝１〜13）の伝達関数を定
数Ko（ｎ＝１〜13）とあらわし、この前提のも
とに以下の説明を進める。 (3) 位相角（θ）の定値制御： 第１図の構成のうち、本発明が依拠している
定値制御の機能的ブロツク・ダイヤグラムを第
３図であらわす。ここで、制御の目標値すなわ
ち位相角設定電圧をVR1とし、制御量を△θと
する。また、KpはK1、K2およびK3を包括して
あらわし、K〓x、KCおよびKRはそれぞれ上記
(4)、(5)および(6)式で定義されたものである。 更に記号（△）は系の平衡状態からの偏差と
いう意味でなく、増分という意味に用いた。 第３図の制御系を式であわらすと、 （VR1−K7・△θ）KP・K〓x ＋｛（KC・△Ｃ＋KR・△Ｒ）｝＝△θ (7) となる。 外乱Ｄは△θC＋△θRであり、かつ定値制御系
では目標値VR1は０であるので、これらを(7)式
に代入して変型すると、 △θ＝１／１＋Kp・K〓x・K7・Ｄ となり、一巡伝達関係ＦはKp・K〓x・K7であ
るから(7)式は結局 △θ＝１／１＋Ｆ・Ｄ (8) となる。 ここで、上記Ｆを非常に大きくすれば、 △θ≒０ (8)′ となり、さらに系に少なくとも１個の積分要素
を付加して安定化すれば、定常偏差 △θSS＝０ とすることも可能である。この積分要素付加は
常という手段であり、ここでは説明の簡略化の
ため省略した。 (4) 信号変換ならびに演算系： (i) 電圧−周波数変換器G9の出力fyと交流−
直流変換器G8の出力すなわちコンダクタン
ス信号E′1/R： 第１図の構成中、この部分の機能的ブロツ
ク・ダイヤグラムは第４図であらわされ、か
つこれを式示すれば、 E1/R＝K8・｜EO｜ （９−１） となる。ここで｜EO｜はG4出力の振巾であ
る。 ここでVR17＝０とすると、 E′EI＝K8・K13｜EO｜ （９−２） となり、またG9の出力周波数fyは、 fy＝K9・E1/R （９−３） となる。 (ii) 周期変換器G10の出力Tx10： 第１図の構成中、該当部分は前記と同様
に、第５図であらわされ、これを式示すれ
ば、 Tx10＝K10・Tx (10) となる。ここでTxは電圧制御発振器G2出力
の周期である。 (iii) 静電容量信号電圧EC： これは同様にして第６図および次式によつ
てあらわすことができる、すなわち Ｎ＝fy・Tx10 （11−１） ここでＮは、前記Tx10を計数カウンタG11
のゲート・タイムとして、前記fyを計数した
ときのカウンタ数である。 この場合のG11の機能は、さきに述べたよ
うに入力信号が周波数と周期とより構成され
ていると考えた乗算器の機能である。 したがつてＤ−Ａ変換器G12の出力は EC＝K12・Ｎ （11−２） とあらわすことができる。 (5) 測定量と装置の出力信号との関係： (i) コンダクタンス（１／Ｒ）とその出力信号
（E′1/R）との関係： 被計測部G4の出力電圧EOの振巾（｜EO｜）
は ｜EO｜＝｜G′4・（−EI）｜ ＝｜１／Ｒ＋jωx・Ｃ）・Rf（−｜EI｜ej〓xt）｜ ＝Rf・｜EI｜・√１＋（x・）2・１／Ｒ （12−１） としてあらわすことができる。 （９−２）式よりE′1/R＝K8・K13・｜EO｜
であることが明らかであるので、｜EO｜に
（12−１）式を代入すると E′1/R＝K8・K13・Rf・｜EI｜ ・√１＋（x・・）2・１／Ｒ（12−２） となり、(2)式よりθ＝tan-1ωx・Ｃ・Ｒすな
わち√１＋（x・）2＝secθであるから、
（12−２）式は E′1/R＝K8・K13・Rf・｜EI｜ ・secθ１／Ｒ （12−３） となる。 ここで〓1/R＝K8・K13とおけば E′1/R＝〓1/R・Rf・｜EI｜ ・secθ・１／Ｒ （12−４） となる。 定値制御系の平衡状態、すなわち制御量と
目標値が一致していて偏差が零のときの位相
角をθ0とすると位相角θは θ＝θ0＋△θ であるが、一巡伝達関数Ｆが非常に大きな状
態では△θ≒０（(8)′式）であり、したがつて
（12−４）式は、 E′1/R＝〓1/R・Rf・｜EI｜ ・secθ0・１／Ｒ （12−５） となる。ここで帰還抵抗Rfを任意の値にと
り、被計測部の入力電圧−EIの振巾を一定に
すれば、コンダクタンス出力信号電圧E′1/Rは
コンダクタンス値１／Ｒと近似的な比例関係
を維持できる。 実用上（12−５）式の近似等式で差支えな
いが、系中にさらに１個以上と積分要素を付
加して安定化することも常とう手段であり、
この場合定常偏差（△θSS｝は零になり、（12
−５）式は等式となる。 (ii) 静電容量Ｃとその出力信号ECとの関係： 式（11−２）、すなわちEC＝K12・Ｎに前
述の各式を代入していくと、 （11−１）式より、 EC＝K12・fy・Tx10 (10)式より、 EC＝K12・fy・K10・Tx （９−３）式より、 EC＝K12・K9・E1/R・K10・Tx （９−１）式より、 EC＝K12・K9・K8・｜EO｜・K10・Tx
（13−１） となる。また Tx＝2π／ωx であるから、（13−１）式に、この条件を
（12−１）式と併せて代入すれば、 EC＝K8・K9・K10・K12・2π／ωx・Rf・｜EI｜ ・√１＋（x・・）2・１／Ｒ（13−２） となる、ここで K8・K9・K10・K12＝〓C とおくと、 EC＝〓C・2π／ωx・Rf・｜EI｜ ・√１＋（x・・）2・１／Ｒ（13−２） となる。 （13−２）式にＣ／Ｃを掛ければ、 となる。これに(2)式の変型すなわち を代入すると、 EC＝2π・〓C・Rf・｜EI｜・cosecθ・Ｃ となり、前述のコンダクタンスの場合と同様
に△θ→０とし、さらに定常偏差を零と考え
れば、 EC＝2π・〓C・Rf・｜EI｜・ cosecθ・Ｃ （13−３） となり、（13−３）式の右辺は１／Ｒを含ま
ないから、コンダクタンスに無関係で、静電
容量Ｃのみに比例することになる。 (6) 被計測部の他種の構成： 次に被計測部の素子の種類と、それに応じた
回路構成が上述の場合と異なる： (i) 静電容量Ｃと抵抗Ｒとの直列回路の場合
（第２図Ｂ被計測素子を点線で囲んで示す、
以下同じ）、 (ii) 自己インダクタンスＬと抵抗Ｒとの並列回
路の場合（第２図Ｃ）、および (iii) 自己インダクタンスＬと抵抗Ｒとの直列回
路の場合（第２図Ｄ）について述べる。 こうした場合、被計測部の周波数伝達関数
G′4の位相角θとの関係は次表の通りになる。
わち、キヤパシタンス、自己インダクタンスおよ
び抵抗値あるいはその逆数値を選択的に測定する
方法および装置に係る。 先行技術の説明 容量素子や誘電素子は等価的に見れば常に抵抗
分を含むものであるので、これらのキヤパシタン
スや自己インダクタンスを測定する場合、ことに
その変化の測定を連続的におこなう場合、等価抵
抗による誤差すなわち真値からのずれを避けるこ
とはきわめて困難である。 とくにこれらの素子を物性検出用の変換器など
に組み込んで使用する場合、キヤパシタンス、自
己インダクタンス、抵抗値およびその逆数値がそ
れぞれ選択的に、また同時に測定出来ることが望
まれている。ところが、この要望に充分応じ得る
測定装置ないし方法は、いまだに提案されていな
い。 本発明の概説 本発明によれば、上記の未解決であつた課題が
冒頭の特許請求の範囲に、その要旨を記載した方
法および装置によつて解決される。 この発明の要旨の更に端的な記述を以下に試み
る。 (1) それぞれ未知値の抵抗素子および容量素子ま
たは誘電素子を含む被計測部（測定部分回路）
応への入力電圧と該被計測部からの出力電圧と
の比（周波数伝達関数）の位相角を一定に維持
する。 (2) 該入力電圧の該被計測部からの出力電圧との
位相差を検出する手段を設け、得られた位相差
信号によつて発振周波数を可変調節される電圧
制御発振器から正弦波出力を得て、該被計測部
へ入力電圧とする。これらの要素をもつて該入
力電圧と該被計測部からの出力電圧との位相差
が一定に保たれている定値制御系を構成する。 (3) 該出力電圧を整流して得た直流電圧にパルス
数が比例する第一のパルス出力あるいは該直流
電圧にパルス周期が比例する第二のパルス出力
のうちいずれか１個（該被計測部の回路構成に
応じて選ばれる）を電圧−周波数（または周
期）変換器によつて得、そのパルス数またはパ
ルス周期を、パルス数検出器またはパルス周期
検出器を用いて測定して該被計測部に含まれる
未知抵抗素子の抵抗値またはコンダクタンス値
を検出する。 該被計測部に含まれる未知抵抗素子の抵抗値
またはコンダクタンス値は、該被計測部の出力
電圧を整流して得た直流電圧を、必要に応じ差
動増幅したものとしても得られる。 (4) 該入力電圧の周期に比例する時間、前記第一
のパルス出力あるいは第二のパルス出力のパル
ス数を測定して該被計測部の未知容量素子のキ
ヤパシタンスまたは未知誘導素子の自己インダ
クタンスを検出する。つまり上記パルス出力の
パルス数は前記電圧制御発振器の出力、または
これを分周してえられた信号をゲート信号とし
ている計数手段（カウンター）によつて計数さ
れるわけである。 (5) 上記において： (a) 該計数の結果値は更にデイジタル−アナロ
グ変換器によつて計量値に変換されてもよ
い。 (b) 該位相差を検出する手段への入力は、それ
ぞれ波型変換器を経て供給されるものであつ
てよい。 (c) 該電圧制御発振器への入力が位相差電圧お
よび基準電圧を供給されている差動増幅器よ
り供給されていてもよい。 (d) 該電圧制御発振器の出力が電流増幅器を経
て該被計測部に供給されるものであつてもよ
い。 (e) 該被計測部の入出力電圧の周期が周期変換
器を経て計数手段に入力され、これをゲート
信号として前記パルス数を計数するものであ
つてよい。 好ましい具体例の説明 以下、添付の図面を参照して、本発明のより具
体的な構成を説明する。 第１図は本発明の原理的概略を示すブロツク・
ダイヤグラムであり、そのうち被計測の容量また
は誘導素子を含む被計測部（被測定部回路、
G4、以下の文中でこの囲みを省略する）は素子
と種類とその回路構成ならびに計測対象に応じて
８通り分類できる。しかしながら、これらは基本
的には同じ考え方で取扱えるので、ここでは抵抗
と静電容量との並列回路を具体例について説明
し、他の７例については後に述べることにする。 すなわち、第１図において被計測部G4の入力
電圧−EIおよび出力電圧EOは、それぞれ波形変換
器（G5およびG6）によつて、正弦波（但し、定
常状態の場合）から矩形波に変換された後、位相
検出器G7に入力され、入力電圧−EIと出力電圧
EOとの位相差に比例した直流電圧が出力される。
これが基準電圧VR1と比較され、その差が差動演
算増巾器G1によつて増巾される。 バイアス電圧VR2によつてバイアスされている
電圧制御発振器G2は、G1の出力電圧によつて制
御されており、その制御機能はG2の角周波数が
G4の電圧と電流との位相差の変化を抑制するよ
うに指向されており、事実上、この位相差を常に
一定の値に保持できるように構成されている（定
値制御）。 このような状態のもとで、G4の出力電圧EOは、
交流−直流変換器G8により、直流電圧E1/Rに変換
される。E1/Rと零推移電圧VR17との差は演算増巾
器G13に入力され、この場合コンダクタンス信号
電圧E′1/Rとして出力される。若し同時に抵抗値に
対応する信号が必要な場合は、電圧−周波数変換
器G9の出力信号の周期を測定する（点線、Ty参
照）。G9の出力電圧の周波数成分fyは計数カウン
タG11の入力となる。 一方、G3の出力、すなわちG4の入力電圧−EI
は周期変換器G10を経てG11のゲート・タイムTx10
として用いられる。この結果、G11は単なるカウ
ンタでなく、演算機能を持つものとなり、その出
力Ｎは抵抗値とは無関係で、キヤパシタンスＣの
みに比例した値となり、Ｄ−Ａ変換器G12を経
て、キヤパシタンス信号電圧ECとして出力され
る。 次に上記構成によつて得られる動作の理論的裏
付けを順を追つて説明する。 (1) 被計測部の回路構成： 静電容量Ｃと抵抗Ｒが並列の場合のG4は第
２図Ａのように構成する。 ここで点線で囲まれた部分が被計測素子であ
り、そのＲ，Ｃおよび入力電圧−EIが定常位置
の値で、増巾器A5・A6が理想的 すなわち； 入力インピーダンス＝∞ 閉ループ・ゲイン＝∞ 位相回転＝０ なものであるとすれば、 EI＝｜EI｜ej〓xt であるとき、入力電圧を−EI、出力電圧をEOと
したときの周波数伝達関数は G′4＝EO／−EI＝（１／Ｒ＋jωxＣ）Rf (1) （ただし、Rfは帰還抵抗） であわらすことができる。位相角θは θ＝tan-1ωx・Ｃ・Ｒ (2) であるのでθを一定に維持できれば Ｃ∝１／ωx・１／Ｒ (3) となるので、１／Ｒおよび１／ωxを検出し演
算することによりＣが測定可能であることがわ
かる。 (2) 定値制御の前提： ここで（ωx、Ｃ、Ｒ）をひつとの値とする
とき、(2)式のωx、Ｃ、Ｒに関する偏微分係数
はそれぞれ： Kωx＝∂θ／∂ωx＝Ｃ・Ｒ／１＋（ωx・Ｃ・Ｒ）
2(4) KC＝∂θ／∂C＝ωxＲ／１＋（ωx・Ｃ・Ｒ）2 (5) KR＝∂θ／∂R＝ωxＣ／１＋（ωx・Ｃ・Ｒ）2 (6) となり、θの全微分dθは dθ＝K〓x・dωx＋KC・dC＋KR・dR であるので、θの増分△θは △θ≒K〓x・△ωx＋KC・△Ｃ＋KR・△Ｒ となる。 そこで、“定常状態”という条件のもとで
(4)、(5)および(6)式を伝達関数と同様に取扱うも
のとする。 第１図の構成要素中には、何等の積分要素が
含まれていないものとすると、それらの時定数
は、きわめて小さく、また無駄時間もきわめて
短いものであり、信号の時間的変化は緩やかで
あるから、各要素はそれぞれ０次比例要素と考
えてよい。 それゆえ、着目する信号に関する第１図の各
要素すなわちGo（ｎ＝１〜13）の伝達関数を定
数Ko（ｎ＝１〜13）とあらわし、この前提のも
とに以下の説明を進める。 (3) 位相角（θ）の定値制御： 第１図の構成のうち、本発明が依拠している
定値制御の機能的ブロツク・ダイヤグラムを第
３図であらわす。ここで、制御の目標値すなわ
ち位相角設定電圧をVR1とし、制御量を△θと
する。また、KpはK1、K2およびK3を包括して
あらわし、K〓x、KCおよびKRはそれぞれ上記
(4)、(5)および(6)式で定義されたものである。 更に記号（△）は系の平衡状態からの偏差と
いう意味でなく、増分という意味に用いた。 第３図の制御系を式であわらすと、 （VR1−K7・△θ）KP・K〓x ＋｛（KC・△Ｃ＋KR・△Ｒ）｝＝△θ (7) となる。 外乱Ｄは△θC＋△θRであり、かつ定値制御系
では目標値VR1は０であるので、これらを(7)式
に代入して変型すると、 △θ＝１／１＋Kp・K〓x・K7・Ｄ となり、一巡伝達関係ＦはKp・K〓x・K7であ
るから(7)式は結局 △θ＝１／１＋Ｆ・Ｄ (8) となる。 ここで、上記Ｆを非常に大きくすれば、 △θ≒０ (8)′ となり、さらに系に少なくとも１個の積分要素
を付加して安定化すれば、定常偏差 △θSS＝０ とすることも可能である。この積分要素付加は
常という手段であり、ここでは説明の簡略化の
ため省略した。 (4) 信号変換ならびに演算系： (i) 電圧−周波数変換器G9の出力fyと交流−
直流変換器G8の出力すなわちコンダクタン
ス信号E′1/R： 第１図の構成中、この部分の機能的ブロツ
ク・ダイヤグラムは第４図であらわされ、か
つこれを式示すれば、 E1/R＝K8・｜EO｜ （９−１） となる。ここで｜EO｜はG4出力の振巾であ
る。 ここでVR17＝０とすると、 E′EI＝K8・K13｜EO｜ （９−２） となり、またG9の出力周波数fyは、 fy＝K9・E1/R （９−３） となる。 (ii) 周期変換器G10の出力Tx10： 第１図の構成中、該当部分は前記と同様
に、第５図であらわされ、これを式示すれ
ば、 Tx10＝K10・Tx (10) となる。ここでTxは電圧制御発振器G2出力
の周期である。 (iii) 静電容量信号電圧EC： これは同様にして第６図および次式によつ
てあらわすことができる、すなわち Ｎ＝fy・Tx10 （11−１） ここでＮは、前記Tx10を計数カウンタG11
のゲート・タイムとして、前記fyを計数した
ときのカウンタ数である。 この場合のG11の機能は、さきに述べたよ
うに入力信号が周波数と周期とより構成され
ていると考えた乗算器の機能である。 したがつてＤ−Ａ変換器G12の出力は EC＝K12・Ｎ （11−２） とあらわすことができる。 (5) 測定量と装置の出力信号との関係： (i) コンダクタンス（１／Ｒ）とその出力信号
（E′1/R）との関係： 被計測部G4の出力電圧EOの振巾（｜EO｜）
は ｜EO｜＝｜G′4・（−EI）｜ ＝｜１／Ｒ＋jωx・Ｃ）・Rf（−｜EI｜ej〓xt）｜ ＝Rf・｜EI｜・√１＋（x・）2・１／Ｒ （12−１） としてあらわすことができる。 （９−２）式よりE′1/R＝K8・K13・｜EO｜
であることが明らかであるので、｜EO｜に
（12−１）式を代入すると E′1/R＝K8・K13・Rf・｜EI｜ ・√１＋（x・・）2・１／Ｒ（12−２） となり、(2)式よりθ＝tan-1ωx・Ｃ・Ｒすな
わち√１＋（x・）2＝secθであるから、
（12−２）式は E′1/R＝K8・K13・Rf・｜EI｜ ・secθ１／Ｒ （12−３） となる。 ここで〓1/R＝K8・K13とおけば E′1/R＝〓1/R・Rf・｜EI｜ ・secθ・１／Ｒ （12−４） となる。 定値制御系の平衡状態、すなわち制御量と
目標値が一致していて偏差が零のときの位相
角をθ0とすると位相角θは θ＝θ0＋△θ であるが、一巡伝達関数Ｆが非常に大きな状
態では△θ≒０（(8)′式）であり、したがつて
（12−４）式は、 E′1/R＝〓1/R・Rf・｜EI｜ ・secθ0・１／Ｒ （12−５） となる。ここで帰還抵抗Rfを任意の値にと
り、被計測部の入力電圧−EIの振巾を一定に
すれば、コンダクタンス出力信号電圧E′1/Rは
コンダクタンス値１／Ｒと近似的な比例関係
を維持できる。 実用上（12−５）式の近似等式で差支えな
いが、系中にさらに１個以上と積分要素を付
加して安定化することも常とう手段であり、
この場合定常偏差（△θSS｝は零になり、（12
−５）式は等式となる。 (ii) 静電容量Ｃとその出力信号ECとの関係： 式（11−２）、すなわちEC＝K12・Ｎに前
述の各式を代入していくと、 （11−１）式より、 EC＝K12・fy・Tx10 (10)式より、 EC＝K12・fy・K10・Tx （９−３）式より、 EC＝K12・K9・E1/R・K10・Tx （９−１）式より、 EC＝K12・K9・K8・｜EO｜・K10・Tx
（13−１） となる。また Tx＝2π／ωx であるから、（13−１）式に、この条件を
（12−１）式と併せて代入すれば、 EC＝K8・K9・K10・K12・2π／ωx・Rf・｜EI｜ ・√１＋（x・・）2・１／Ｒ（13−２） となる、ここで K8・K9・K10・K12＝〓C とおくと、 EC＝〓C・2π／ωx・Rf・｜EI｜ ・√１＋（x・・）2・１／Ｒ（13−２） となる。 （13−２）式にＣ／Ｃを掛ければ、 となる。これに(2)式の変型すなわち を代入すると、 EC＝2π・〓C・Rf・｜EI｜・cosecθ・Ｃ となり、前述のコンダクタンスの場合と同様
に△θ→０とし、さらに定常偏差を零と考え
れば、 EC＝2π・〓C・Rf・｜EI｜・ cosecθ・Ｃ （13−３） となり、（13−３）式の右辺は１／Ｒを含ま
ないから、コンダクタンスに無関係で、静電
容量Ｃのみに比例することになる。 (6) 被計測部の他種の構成： 次に被計測部の素子の種類と、それに応じた
回路構成が上述の場合と異なる： (i) 静電容量Ｃと抵抗Ｒとの直列回路の場合
（第２図Ｂ被計測素子を点線で囲んで示す、
以下同じ）、 (ii) 自己インダクタンスＬと抵抗Ｒとの並列回
路の場合（第２図Ｃ）、および (iii) 自己インダクタンスＬと抵抗Ｒとの直列回
路の場合（第２図Ｄ）について述べる。 こうした場合、被計測部の周波数伝達関数
G′4の位相角θとの関係は次表の通りになる。
【表】
これにより、上記(i)および(ii)の場合第１図に
おける電圧−周波数変換器の代りにG9として
電圧−周期変換器を使用すれば、以後同様に取
扱いうることが判る。 また、(i)と(iii)の場合はEO∝Ｒ、(ii)の場合は
EO∝１／Ｒとなるので、測定対象に応じて何
れかを選べばよい。 上記の変形例以外にも、たとえばＲ・Ｃの並
列回路を増巾器Ａの帰還路に配置したものも考
えられ、その場合、伝達関数および位相角はそ
れぞれ、 １／R1（１／Ｒ＋ｊ・ωx・Ｃ）、−tan-1ωx・Ｃ・Ｒ となるが、以後の信号の処理は(i)と同様にでき
る。 第７図は第１図の装置のより具体的回路を例
示するものでA1，A2はG1に、VCOはG2に、
A3，A4はG3に、Ｒ，Ｃ，A5，A6はG4に、A7，
A8はG6に、PDおよびA10を含む点線内回路
（LPE）はG7に、A9およびA13，A14を含む点
線内回路（AC−DC）ＢはG8に、A11，A12は
G5に、ＤはG10に、A15およびＶ−ＦはG9に、
CTはG11Bに、Ｄ−ＡおよびA16はG12に、また
A17はG13にそれぞれ対応するものである。ま
たOUT1からあキヤパシタンス信号が、OUT2
からはコンダクタンス信号が出力され、標準電
圧源Ｓが付設されている。次表に示した部材に
よつて構成された第７図の回路の装置を用いて
模疑実験を行い、次のとおり本発明の効果を確
認した。 満足すべき直線性 の得られた範囲Ｃ：0.01〜0.1μF Ｒ：0.5〜5kΩ 感度（△Ｒ／Ｒ、△Ｃ／Ｃ）：いずれも２×10-5
以上（Ｓ／Ｎ＝１）。
おける電圧−周波数変換器の代りにG9として
電圧−周期変換器を使用すれば、以後同様に取
扱いうることが判る。 また、(i)と(iii)の場合はEO∝Ｒ、(ii)の場合は
EO∝１／Ｒとなるので、測定対象に応じて何
れかを選べばよい。 上記の変形例以外にも、たとえばＲ・Ｃの並
列回路を増巾器Ａの帰還路に配置したものも考
えられ、その場合、伝達関数および位相角はそ
れぞれ、 １／R1（１／Ｒ＋ｊ・ωx・Ｃ）、−tan-1ωx・Ｃ・Ｒ となるが、以後の信号の処理は(i)と同様にでき
る。 第７図は第１図の装置のより具体的回路を例
示するものでA1，A2はG1に、VCOはG2に、
A3，A4はG3に、Ｒ，Ｃ，A5，A6はG4に、A7，
A8はG6に、PDおよびA10を含む点線内回路
（LPE）はG7に、A9およびA13，A14を含む点
線内回路（AC−DC）ＢはG8に、A11，A12は
G5に、ＤはG10に、A15およびＶ−ＦはG9に、
CTはG11Bに、Ｄ−ＡおよびA16はG12に、また
A17はG13にそれぞれ対応するものである。ま
たOUT1からあキヤパシタンス信号が、OUT2
からはコンダクタンス信号が出力され、標準電
圧源Ｓが付設されている。次表に示した部材に
よつて構成された第７図の回路の装置を用いて
模疑実験を行い、次のとおり本発明の効果を確
認した。 満足すべき直線性 の得られた範囲Ｃ：0.01〜0.1μF Ｒ：0.5〜5kΩ 感度（△Ｒ／Ｒ、△Ｃ／Ｃ）：いずれも２×10-5
以上（Ｓ／Ｎ＝１）。
第１図は本発明の原理的ブロツク・ダイヤグラ
ム、第２図は被計測部の各種（Ａ、Ｂ、Ｃおよび
Ｄ）の構成回路図、第３図は定値制御系の、第４
〜６図はそれぞれ信号変換および演算系の機能的
ブロツク・ダイヤグラム、および第７図は本発明
の具体的実施例の回路図である。 A1〜17：演算増巾器、CT：計数カウンタ、Ｄ：
分周カウンタ、Ｄ−Ａ：デイジタル−アナログ変
換器、PD：位相検出器、LPF：低域通過フイル
ター、AC−DC：交流−直流変換器、VCO：電
圧制御発振器、VF：電圧−周波数変換器。
ム、第２図は被計測部の各種（Ａ、Ｂ、Ｃおよび
Ｄ）の構成回路図、第３図は定値制御系の、第４
〜６図はそれぞれ信号変換および演算系の機能的
ブロツク・ダイヤグラム、および第７図は本発明
の具体的実施例の回路図である。 A1〜17：演算増巾器、CT：計数カウンタ、Ｄ：
分周カウンタ、Ｄ−Ａ：デイジタル−アナログ変
換器、PD：位相検出器、LPF：低域通過フイル
ター、AC−DC：交流−直流変換器、VCO：電
圧制御発振器、VF：電圧−周波数変換器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ それぞれ未知値の抵抗素子および容量素子ま
たは誘導素子を含む被計測部の各種電気定数の選
択的測定であつて、次の各工程より成ることを特
徴とする方法： (a) 該被計測部への入力電圧が正弦波であつて、
該入力電圧の周波数を調節することによつて該
入力電圧と該被計測部からの出力電圧との位相
差が一定に保たれている定値制御系を構成する
こと、 (b) 該出力電圧を整流して得た直流電圧にパルス
数が比例する第一のパルス出力あるいは該直流
電圧にパルス周期が比例する第二のパルス出力
のうちいずれかを得ること、 (c) 該直流電圧より該被計測部に含まれる未知抵
抗素子の抵抗値またはコンダクタンス値を検出
すること、および (d) 該入力電圧の周期に比例する時間、前記第一
のパルス出力あるいは第二のパルス出力のパル
ス数を測定して該被計測部の未知容量素子のキ
ヤパシタンスまたは未知誘導素子の自己インダ
クタンスを検出すること。 ２ 前記第一または第二のパルス出力のパルス数
またはパルス周期を測定して該被計測部に含まれ
る未知抵抗素子の抵抗値またはコンダクタンス値
を検出することを特徴とする特許請求の範囲１記
載の方法。 ３ 前記直流電圧を差動増幅したうえ計量値とし
て該被計測部に含まれる未知抵抗素子の抵抗値ま
たはコンダクタンス値を検出することを特徴とす
る特許請求の範囲１記載の方法。 ４ 該入力電圧が該位相差に対応した位相差電圧
によつて発振周波数を調節されている電圧制御発
振器によつて得られることを特徴とする特許請求
の範囲１記載の方法。 ５ 該計数の結果値が更に計量値に変換されるこ
とを特徴とする特許請求の範囲１記載の方法。 ６ 下記定値制御系および関連する諸手段を備え
たことを特徴とする各種電気定数の選択的測定装
置： (a) それぞれ未知値の抵抗素子および容量素子ま
たは誘導素子を有する被計測部、該被計測部へ
の入力電圧と、該被計測部からの出力電圧との
位相差を検出し、該位相差に応じた位相差電圧
を発生する手段および該位相差電圧によつて発
振周波数が調節され、該被計測部に該入力電圧
を供給する電圧制御発振器を含み、該被計測部
の入出力電圧間の位相差が一定に保たれている
定値制御系： (b) 該被計測部からの出力電圧の整流手段、整流
後の直流電圧に比例したパルス数の第一のパル
ス電圧を発生する電圧−周波数変換器あるいは
該直流電圧に比例したパルス周期の第二のパル
ス電圧を発生する電圧−周期変換器のうち少な
くともいずれか１個および、そのパルスを測定
するためのパルス数検出器またはパルス周期検
出器を含む、該被計測部に含まれる未知抵抗素
子の抵抗値またはコンダクタンス値を検出する
手段、ならびに (c) 前記電圧制御発振器の出力電圧の周期に比例
する時間、該第一のパルス電圧あるいは第二の
パルス電圧のパルス数を計数する手段を含み、
該被計測部の未知容量素子のキヤパシタンスま
たは未知誘導素子の自己インダクタンスを検出
する手段。 ７ 前記直流電圧を差動増幅して直接該被計測部
に含まれる未知抵抗素子の抵抗値またはコンダク
タンス値を検出する手段をもうけたことを特徴と
する特許請求の範囲６記載の装置。 ８ 該被計測部に電流増幅手段を備えたことを特
徴とする特許請求の範囲６記載の装置。 ９ 該位相差を検出する手段への入力がそれぞれ
波型変換器を経て供給されていることを特徴とす
る特許請求の範囲６記載の装置。 １０ 該電圧制御発振器への入力が位相差電圧お
よび基準電圧を供給されている差動増幅器より供
給されていることを特徴とする特許請求の範囲６
記載の装置。 １１ 該電圧制御発振器の出力が電流増幅器を経
て該被計測部に供給されていることを特徴とする
特許請求の範囲６記載の装置。 １２ 該被計測部の入出力電圧の周期が周期変換
器を経て該計数手段に計数時間として入力され、
それに応じて前記パルス数を計数することを特徴
とする特許請求の範囲６記載の装置。 １３ 計数結果値がデイジタル−アナログ変換器
を経て出力されることを特徴とする特許請求の範
囲１２記載の装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4073378A JPS54133170A (en) | 1978-04-05 | 1978-04-05 | Method and device for selectively measuring various electric constants |
| US06/022,835 US4290008A (en) | 1978-04-05 | 1979-03-22 | Method and apparatus for discriminatively determining electrical constants |
| DE2912747A DE2912747C3 (de) | 1978-04-05 | 1979-03-30 | Verfahren zur Bestimmung des Widerstands, der Kapazität und der Induktivität einer in einer Meßzelle vorhandenen Flüssigkeit und Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens |
| GB7911433A GB2020044B (en) | 1978-04-05 | 1979-04-02 | Methods of and apparatus for discriminatively determining electrical constants |
| IT67705/79A IT1119056B (it) | 1978-04-05 | 1979-04-04 | Procedimento e dispositivo per la determinazione discriminativa delle costanti elettriche |
| FR7908558A FR2422172A1 (fr) | 1978-04-05 | 1979-04-04 | Procede et dispositif pour determiner des constantes electriques |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4073378A JPS54133170A (en) | 1978-04-05 | 1978-04-05 | Method and device for selectively measuring various electric constants |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54133170A JPS54133170A (en) | 1979-10-16 |
| JPH0223833B2 true JPH0223833B2 (ja) | 1990-05-25 |
Family
ID=12588825
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4073378A Granted JPS54133170A (en) | 1978-04-05 | 1978-04-05 | Method and device for selectively measuring various electric constants |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4290008A (ja) |
| JP (1) | JPS54133170A (ja) |
| DE (1) | DE2912747C3 (ja) |
| FR (1) | FR2422172A1 (ja) |
| GB (1) | GB2020044B (ja) |
| IT (1) | IT1119056B (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4646009A (en) * | 1982-05-18 | 1987-02-24 | Ade Corporation | Contacts for conductivity-type sensors |
| US4525665A (en) * | 1982-08-06 | 1985-06-25 | Smalley Daniel S | Induction furnace monitor |
| US4612498A (en) * | 1982-08-06 | 1986-09-16 | Smalley Daniel S | Induction furnace fault locator |
| DE3815011A1 (de) * | 1988-04-30 | 1989-11-16 | Leybold Ag | Einrichtung zum zerstoerungsfreien messen des ohmschen widerstands duenner schichten |
| JP3162197B2 (ja) * | 1991-08-15 | 2001-04-25 | テキサス インスツルメンツ インコーポレイテツド | 伝達関数を物理的に実現するシステム及びそのシステムを具現する方法 |
| US5311440A (en) * | 1991-12-03 | 1994-05-10 | Scientific-Atlanta, Inc. | Methods and apparatus for correction of cable variations |
| RU2204839C2 (ru) * | 2001-05-04 | 2003-05-20 | Новосибирский государственный технический университет | Измеритель параметров электрохимических объектов |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3568057A (en) * | 1965-05-04 | 1971-03-02 | Doble Eng | Phase measurement apparatus incorporating square wave voltage difference compensation |
| US3626285A (en) * | 1969-08-04 | 1971-12-07 | Kev Electronics Corp | Testing apparatus for voltage-variable capacitors employing phase-locked oscillators |
| JPS5019951B1 (ja) * | 1971-07-02 | 1975-07-10 | ||
| FR2217700B1 (ja) * | 1972-10-04 | 1976-01-30 | Person Jean Michel Fr | |
| DE2305829A1 (de) * | 1973-02-07 | 1974-08-08 | Kleinwaechter Hans | Messverfahren und geraet zur messung und getrennten registrierung der reaktanz und des ohmschen wirkwiderstandes passiver zweipole |
| CA1021850A (en) * | 1974-05-10 | 1977-11-29 | Samuel A. Procter | Direct reading inductance meter |
| US3970925A (en) * | 1974-05-10 | 1976-07-20 | Control Data Corporation | Direct reading reactance meter |
| AT389591B (de) * | 1975-10-21 | 1989-12-27 | Norma Gmbh | Verfahren zur messung von reaktanzen mit direkter anzeige ihrer werte |
-
1978
- 1978-04-05 JP JP4073378A patent/JPS54133170A/ja active Granted
-
1979
- 1979-03-22 US US06/022,835 patent/US4290008A/en not_active Expired - Lifetime
- 1979-03-30 DE DE2912747A patent/DE2912747C3/de not_active Expired
- 1979-04-02 GB GB7911433A patent/GB2020044B/en not_active Expired
- 1979-04-04 FR FR7908558A patent/FR2422172A1/fr active Granted
- 1979-04-04 IT IT67705/79A patent/IT1119056B/it active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE2912747B2 (de) | 1981-04-02 |
| IT7967705A0 (it) | 1979-04-04 |
| GB2020044B (en) | 1982-07-28 |
| FR2422172A1 (fr) | 1979-11-02 |
| JPS54133170A (en) | 1979-10-16 |
| DE2912747C3 (de) | 1981-12-17 |
| DE2912747A1 (de) | 1979-10-18 |
| IT1119056B (it) | 1986-03-03 |
| US4290008A (en) | 1981-09-15 |
| GB2020044A (en) | 1979-11-07 |
| FR2422172B1 (ja) | 1983-11-04 |
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