JPH02238730A - 双方向通話検出方式、それを用いる反響消去装置および拡声電話機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は反響消去装置（Ｅｃｈｏ　Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ
）に係り、特に、装置の反響路特性の推定機能を好適に
制御するための双方向通話検出方式に関する。

［従来の技術］ 反響消去装置は，反響路への入力信号と反響信号（エコ
ー）を用いて、反響路の特性を適応的に推定し、得られ
た反響特性に基づき擬似反響信号（反響信号のレプリカ
）を作成し、実際の反響信号から、反響信号のレプリカ
を差し引くことにより、反響信号を消去するものである
。そして、通信回線における２線−４線変換回路の不平
衡によるまわり込みエコー、あるいは，拡声電話機のス
ピーカ・マイク間の音響結合によるまわり込みエコーを
消去するのに用いられる． 一方，従来のいわゆる反響阻止装ｔｉ！　（ＥｃｈｏＳ
ｕｐｐｒｅｓｓｏｒ）では、話者を送話ならび受話信号
レベルから検出し、レベルの高い方がその時の話者であ
るとし、レベルの低い方の信号線をスイッチにより切断
、あるいは信号線に大きな損失を挿入することによって
、反響を阻止するものである。

反響阻止装置は，簡略な回路で構成できるが、信号線の
スイッチングによる語頭・語尾の切断など、各種の通話
障害が生ずるという問題点をもつ。

この点、反響消去装置は上記問題点はなく、反響阻止装
置より優れていることはよく知られている。

反響消去装置の最も大きな問題点は、双方向通話（ｄｏ
ｕｂｌｅ　ｔａｌｋ）時に，反響路の適応的推定が乱さ
れ、実際の反響路特性とは異った擬似反響路特性を有す
ることになり、反響消去能力が減少し、ハウリングを起
す、あるいは、装置そのものが不安定となり、誤動作す
ることである． これは、双方向通話時においては、反響路の特性を算出
するもとになる反響信号に、反響信号以外のレベルの大
きな信号が重畳されることによる。

従来の装置においては，反響路の入力、出力側における
それぞれの信号レベルを監視し，そのレベルから双方向
通話を検出し、双方向通話時には反響路の適応的推定を
停止するという方法をとっている． しかし、実際の回線では、反響路（この場合、２Ｉ！−
４線変換回路）における減衰量（εｃｈｏ　Ｒｅｔｕｒ
ｎＬｏｓｓ）が小さい場合があり、非双方向通話時にお
いても、反１ｊｌ出力端における信号レベルは、反響信
号それ自身でかなり大きなレベルになる．また、拡声電
話機では、反響路（この場合，スピーカからマイクに到
る音響経路）における減衰量は、反響路入出力端の位置
関係、つまり、スピーカとマイクの位置関係で大きく変
化する。この位置関係あるいは増幅器等の利得配分によ
っては、先の減衰量は、零あるいは負、つまり、反響信
号が減衰せず逆に増幅される場合も生ずる。

したがって、単なるレベル比較だけでは、反響信号自身
が大きいため，双方向通話時でない場合にもかかｂらず
、双方向通話時であると判定され、反響路の推定を停止
されてしまう恐れがある．しかし、本来は、このような
場合こそ反響が消去されなければならない． また、双方向通話時でも、反響信号レベルが大きいため
、本来の送信信号（近端話者信号）の検出が不能となり
，反響路の推定を行ってしまい、実際の反響路特性とは
異ったｉ似反響路特性を有するようになり，反響消去能
力が減少する．したがって，このような単にレベル比較
により双方向通話を検出し、反響消去装置の反響路推定
動作を制御する方法はあまり有効ではない。

そこで、特開昭６２−２９９１０号公報に記載されるよ
うに、残差エコー（反響信号の消去しきれなかった残り
の信号）のレベル監視を同時に行い、かつそのレベル監
視での比較基準値（しきい値）を可変することが行なわ
れている６ 同公報は，このためのダブルトーク検出回路を開示する
．すなわち、このダブルトーク検出回路は，エコーキャ
ンセラの受信入力電力と送信出力電力との差であるエコ
ー消去量の変化を検出する電力比較回路と，検出された
エコー消去量の変化に応じ、ダブルトーク監視基準しき
い値を変化させるしきい値回路とを備えて構成される。

［発明が解決しようとする課題］ しかし，上記従来技術では，前記特開昭６２−２９９１
０号公報記載のように残差エコーを用いるものであって
も，基本的には、信号のレベル比較によって双方向通話
を検出するため、先に説明したごとくレベル差が大きす
ぎると検出ミスを起す問題があった． 本発明の目的は、信号のレベル比較に依らない双方向通
話の検出方式を提供すると共に、誤動作，性能劣化を回
避した反響消去装置および拡声電話装置を提供すること
にある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的は、反響消去装置において、反響路の入力端お
よび出力端にそれぞれ施けられた信号パターン抽出手段
と、パターン整合手段と、判定手段とから双方向通話検
出回路を構成し、前記双方向通話検出回路の出力で前記
反響消去装置の反響路の適応推定を制御することにより
達成される．前記信号パターン抽出手段は、信号の特徴
を示ｔ／｛ラメータの時系列パターンを抽出する．この
パラメータの時系列パターンは、信号が反響路を通過し
ても不変であるものを用いる． ［作　用］ 次に、本発明の原理について述べる． 今，反響路出力として反響信号のみを考える。

この場合，反響路１への入力信号は，反響路１の伝達特
性の影響を受け反響路１から出力される．周知のように
，出力信号波形をｙ　（ｔ）、スペクトルをＹ（ω），
入力信号波形をｘ　（ｔ）、スペクトルをＸ（ω）、反
響路のインパルス応答をｈ　（ｔ）、伝達関数をＨ（ω
）とすれば、出力信号波形ｙ（ｔ）と、スペクトルＹ（
ω）は、次式で表わされる．ｙ　（ｔ）＝　ｈ　（ｔ）
　＊　ｘ　（ｔ）Ｙ（ω）＝Ｈ（ω）・Ｘ（ｕ） すなわち，出力信号は、入力信号とインパルス応答のた
たみ込み積分、出力スペクトルは，入力スペクトルと伝
達関数の積で表わされる．したがって、入出力を、波形
あるいはスペクトルをそのまま比較しても、一致しない
．しかし、たとえば、単一正弦波を反響路に通しても、
振幅、位相は変化するが，その周波数値は変化しない．
音声の場合、音韻を表わすホルマント構造は変化しない
．具体的には、音韻「ア』は反響路を通っても音韻「ア
」に変りない。これは、音韻『ア』を特徴づける各ホル
マント周波数の位置関係およびその時間変化パターンが
保存されるからである． また，入力信号のエネルギー値そのものは反響路を通る
ことにより変化するが，エネルギーの時間変化パターン
は変らないことも明らかである．本発明は，上記した事
実に基づいて，双方向通話の検出を行なう． 信号パターン抽出回路は、それぞれ反響路の入力および
出力信号の特徴を表わす時系列信号を出力する．この特
徴時系列信号をパターンと呼ぶ．このパターンは、反響
路の伝達関数によって基本的に変化を受けない特徴パラ
メータからなるものを用いる． パターン整合回路は、前記特徴時系列信号間の距離，す
なわち、相違量を算出し，判定回路に出力する．判断回
路は、予め定められた値、すなわち、しきい値と前記出
力信号とを比較判断する．相違量がしきい値以上であれ
ば、反響路の出力に、反響信号すなわち反響路への入力
信号が反響出力された信号以外の信号が混入された状態
、すなわち、双方向通話と判断し，前記反響消去装置の
反響路推定動作を停止すべきことを知らせる信号を、反
響消去装置に出力する．それによって，前記反響消去装
置は、反響路の推定動作を停止するので、誤動作するこ
とがない。

（以下余白） ［実施例コ 以下，本発明の一実施例を第１図により説明する． 第１図において、１は反響路、２は伝送路、３は反響消
去装置，４は双方向通話検出回路，５は反響路の入力端
子、６は反響路の出力端子、７は信号パターン抽出回路
、８はパターン整合回路、９は判断回路である． 第２図は反響路１の具体例を示す図である．反響路１は
、第２図において、破線より左側を等価的に表現したも
のである．反響路ｌは通信回線における２線４線変換回
路の不平衡によるまわり込み信号（反響信号）、あるい
は，スビーカ・マイク間の音響経路における壁などによ
る反響まわり込み信号によって形成される。

伝送路２は、信号の伝送路である。

反響消去回路３は、反響路への入力信号と反響信号を用
いて反響路の特性を適応的に推定し，得られた反響路特
性に基づき擬似反響信号を作成し、実際の反響信号から
、擬似反響信号を差し引くことにより，反響信号を消去
するものである。第３図に、具体的な反響消去装置の一
例を示す。

反響消去装置３は、擬似反響路回路３−５と、擬似反響
路修正回路３−６と、減算回路３−７とで構成される． 擬似反響路回路３−５は、入力端子３−３に入力される
反響路１に出力する信号から擬似反響信号を作成する。

減算回路３−７は、入力端子３−１に入力される反響信
号から擬似反響回路３−５で作成された擬似反響信号を
引き算する。この結果は，誤差信号として出力端子３−
２に出力される。

擬似反響路修正回路３−６は、この誤差信号と端子３−
３からの反響路１への出力信号との相関値により擬似反
響回路３−５内の擬似反響特性を修正する。この修正は
，誤差信号が最小となるように行われる。また，端子３
−４は、双方向通話入力端子で双方向通話が検出された
時、擬似反響路修正回路３−６の動作を停止する。

なお，端子３−１に入力される信号のうち、反響信号以
外は，そのまま端子３−２に出力される。

双方向通話検出回路４は、信号パターン抽出回路７、パ
ターン整合回路８および判断回路９を有して構成される
。

信号パターン抽出回路７は、反響路１の入力および出力
信号の特徴を表わす時系列信号を抽出する。この特徴時
系列信号をパターンと呼ぶ。

パターン整合回路８は，前記特徴時系列信号間の距離す
なわち相違量を算出し、判断回路９に出力する。

判断回路９は、予め定められた値，すなわち，しきい値
と前記出力信号とを比較判断する。相違量がしきい値以
上であれば、反響路１の出力に反響信号（すなわち，反
響路１への入力信号が反響出力される信号）以外の信号
が混入された状態，すなわち、双方向通話と判断し、反
響消去装置３の端子３−４に双方向通話検出信号を出力
する。

そして、これにより、擬似反響路修正回路３−６の動作
が停止され、推定した擬似反響路が反響信号以外の信号
で乱されることが防止される．なお，双方向通話状態と
は、第２図を参考にして述べれば、送信信号と受信信号
（近端と遠端話者信号）とが同時に存在する状態をいう
。

本発明は、前述した原理に基づき、双方向通話の検出を
行う。信号パターン抽出回路７は，反響路の伝達関数に
よって基本的に変化を受けない特徴パラメータの時系列
パターンを抽出する。

抽出された時系列パターンは、パターン整合回路でパタ
ーン間の相違が算出される．反響路出力端子６に反響信
号のみ入力されるとき、反響路入力端子５および出力端
子６に接続されるそれぞれの信号パターン抽出回路７は
、ほぼ同じ時系列パターンを出力するため、パターン整
合回路６の出力は、ほぼ零である。反響信号にそれ以外
の信号が混存すると、出力端子６に接続される信号パタ
ーン抽出回路７の出力は、入力端子５に接続さる信号パ
ターン抽出回路７の出力とは異なり，パターン整合回路
６の出力は，零から大きく偏移する。

判断回路９は、この偏移を、予め定めたしきい値と比較
判断し、反響消去装置３に双方向通話検出信号を出力し
、擬似反響路の修正動作を停止させる。

以上本発明によれば、単なるレベル比較でなく、パター
ン間の相違により，双方向通話検出を行うため，反響信
号のレベルによる誤検出を起すことがないため、反響消
去装置が誤動作することがない。

第４図は本発明の他の一実施例である。本実施例は、反
響路での減衰量の補正を行なってパターンの整合を行な
う例である。他の構成は、前記第１図に示すものと同じ
である。なお、第４図において第１図と同一符号は同一
物を示す。

１０は増幅回路である．信号パターン抽出回路７が抽出
する時系列パターンが信号エネルギーの時間変化パター
ンのごとく、形は同じであるが絶対値が異なるものにつ
いては，いわゆる反響路１での減衰量（Ｅｃｈｏ　Ｒｅ
ｔａｒｎ　Ｌｏｓｓ）を補正してからパターン整合を行
う必要がある．これを行うのが増幅回路１０の役目であ
る。予め、反響路出力端子６には反響信号のみが印加さ
れる状態において、パターン整合回路８の出力信号が零
になるべく、増幅回路１０の利得を調整する。

本実施例は、増幅回路１０以外の動作は、第１図と同一
のため説明を省略する。

第５図は本発明の他の一実施例である．本実施例は，時
系列パターン間の時間ずれを補正する例である。他の構
成は、前記第１図に示す実施例と同じである。第５図に
おいて第１図と同一符号は同一物を示す。

１１は遅延回路である．この遅延回路１１は、時系列パ
ターン間の時間ずれを補正する。

一般に，反響路１には時間遅延がある。いわゆるフラッ
トディレイであり，具体的には、スピー力とマイクの音
響経路では，スピーカとマイクの距離を音速で割った時
間の遅れを生ずる。スピーカとマイクが近接していれば
問題ないが、数十ｍの距離であれば数百１ｌｓの遅れと
なる。したがって、この場合には、信号パターン抽出回
路７の抽出する時系列パターン間に数百１ｌ１５のずれ
が生じ，パターン整合回路８の出力が零とならない。

反響路１への入力信号遅延回路１１で時間遅れを与えら
れ，信号パターン抽出回路７に入力される．そして、反
響路１を通過した入力信号は、反響信号として、反響路
１の出力端子６に接続された信号パターン抽出回路７に
入力される。遅延回路７と反響路１の遅延時間が同一で
あれば、パターン整合回路８の出力を零とすることがで
きる．予め、反響路出力端子６には反響信号のみが印加
される状態において、パターン整合回路８の出力が零に
なるべく、遅延回路１１の遅延量を調整する． それ以外の動作は、第１図の実施例と同一のため説明を
省略する． 第６図は本発明の他の一実施例である．本実施例は、第
４図実施例の増幅回路１０を利得調整を自動的に行うよ
うにしたものである．他の構成は、前記第４図に示す実
施例と同じである．第１図と同一符号は同一物を示す． 第６図において，１２は可変利得増幅回路、１３は可変
利得増幅回路１２の利得を制御する利得制御回路、１４
は信号線の電力を検出する電力検出回路、１５は反響消
去量算出回路である。

反響消去装置３の入力端子３−１および出力端子３−２
に接続される電力検出回路１４は、それぞれの信号線の
電力を検出する。それぞれの電力値をもとに反響消去量
算出回路１５は、反響消去装置３の反響信号消去量すな
わち入力端子３−１に入力される反響信号が出力端子３
−２に゜どれだけ減衰されて出力されるのかを示す量を
算出する。

反響消去量は，反響信号とそれ以外の信号との比に比例
する。これは、反響信号以外の信号は消去されず入力端
子３−１から出力端子３−２にそのまま表われることか
らもわかる。したがって、反響消去量が十分大きい時は
、反響路出力端子６に印加される信号は、ほとんど反響
信号であると考えてよい。

この時、パターン整合回路８の出力は零であるべきで、
利得制御回路１３は，反響消去量算出回路１５の出力す
る反響消去量と、パターン整合回路８の出力をもとに可
変利得増幅回路１２の利得を制御する．反響消去量があ
る値以上であるとき、パターン整合回路８の出力が零に
なるように，可変利得増幅回路１２の利得が自動的に！
！！Ｉ！！される。

本実施例は、マイクとスピーカの位置関係が変化し、反
響路の減衰量が変化する拡声装置などで有効である。

本実施例の作用は、本実施例において固有に付加された
もの以外については、第４図と同一のため説明を省略す
る． 第７図は本発明の他の一実施例である。本実施例は、第
６図実施例に加えて、遅延回路の遅延量も自動調整する
ようにしたものである。他の構成は，前記第５図および
第６図に示すものと同じである．第７図において第６図
と同一符号は同一物を示す． 第７図において、１６は可変遅延回路、１７は遅延量制
御回路である。

反響消去量がある値以上であるとき，遅延量制御回路１
７は、パターン整合回路８の出力が零となるように，可
変遅延回路１６の遅延量を調整する。

可変利得増幅回路１２の利得と可変遅延回路１６の遅延
量とは、時間的にずらして行うことが望ましい。たとえ
ば、まず利得の自動調整を行い、パターン整合回路８の
出力を最少となるようにし、次に遅延量の自動調整を行
い、パターン整合回路８の出力をほぼ零にするという手
順をとる。

本実施例は、マイクとスピーカの位置関係が変化し、そ
れに伴って，反響路の減衰量、遅延量が変化する拡声装
置などで有効となる。

本実施例の他の動作は，第５，６図と同一のため説明を
省略する． 第８図は本発明の他の一実施例である。本実施例は，第
４図に示す実施例で抽出する時系列パターンを信号エネ
ルギーパターンとし，反響路１，信号パターン抽出回路
７、パターン整合回路８、判断回路９を具体的にしたも
のである。第８図において第４図と同一符号は同一物を
示す。

第８図において、１８はスピーカ、１９はマイク、２０
は整流回路、２１は平滑回路、２２は差動増幅回路、２
３は比較回路、２４はしきい値回路、３５は音量調整回
路である。

第４図に示す反響路１は、本実施例ではスピーカ１８と
マイク１９との間の音響経路である．整流回路２０と平
滑回路２１は、第４図の信号パターン抽出回路７に相当
し，スピーカ５から放声される信号およびマイク１９に
入力される信号の平均振幅パターンをそれぞれ抽出する
．これは，信号のエネルギー（電力）パターンに相当す
ることは明らかである． 今，マイクとスピーカが近接して置かれ、遅延は無視で
き、損失は増幅回路１０で補償できるとする．この場合
、マイク１９に入力される信号が、スピーカ１８から出
力されて反響した信号（反響信号）のみであれば、各々
の平滑回路２１の出力するパターンは同じとなる．反響
信号以外の音がマイク１９に入力されると、マイク１９
に接続される整流回路１９および平滑回路２０の出力す
るパターンは、反響信号とそれ以外の信号の重畳された
信号のエネルギーパターンとなり、スピーカ１８に接続
される整流回路２０および平滑回路２１の出力するエネ
ルギーパターンと異なるものとなる． 差動増幅回路２２は、第４図のパターン整合回路に相当
するもので、上記平滑回路２１のそれぞれのパターン（
時系列信号）が入力される．マイク１９に入力される信
号が反響信号のみのとき．パターンは同一であるので、
差動増幅回路２２の出力はほぼ零である．マイク１９に
反響信号とそれ以外の信号が入力される双方向通話のと
き、差動増幅回路２２の出力は零から偏移する。

比較回路２３としきい値回路２４は，第４図の判断回路
９に相当する。比較回路２３は，差動増輻回路２２の出
力を，予め定めたしきい値回路２４のしきい値と比較し
、差動増幅回路２２の出力がこれを越えたとき，双方向
通話であると判断し，これを反響消去装置３に出力する
。

音量調整回路３５は，スピーカの音量を調整するもので
ある．音量調整回路３５をこの位置に挿入するのは、整
流回路２０．２０間の利得をスピーカ音量の大小で変化
させないためである。もし、音量調整回路３５を反響路
入力端子５に接続される整流回路２０とスピーカ１８の
間に挿入した場合には、先の利得を変化させないように
、増幅回路１０の利得を音量の大小に比例して増減する
必要が生ずる． 本実施例の他の動作は、第４図および第１図に示す実施
例と同様なため説明を省略する。

第９図は本発明の他の一実施例を示す．本実施例は、零
交差波の性質を用いて双方向通話を検出するものである
。第９図において第８図と同一符号は同一物を示す。

２５は信号を零交差波に変換する零交差波回路、２６は
計数回路、２７は計数差算出回路，２８は１０〜３０ｍ
ｓの一定間隔のタイミング信号を発生するフレーム周期
回路である。

零交差波回路２５は、信号ｆ　（ｔ）の振幅を、ｆ　（
ｔ）≦０のとき常に一定値Ａ．ｆ（ｔ）＜Ｏのとき−Ａ
、となるように変換するものである。この零交差波は周
知のように音声のホルマント構造を反映したものである
ことが数理的にも、受聴的にも確められている。そして
反響路を通しても受聴的にはあまり変化しない． スピーカ１８への信号（すなわち反響路への入力信号）
とマイク１９からの信号（すなわ゛ち反響路からの出力
信号）は、零交差波回路２５でそれぞれ零交差波に変換
される。そして、計数回路２６で零を交差する回数をそ
れぞれ計数する。そして、各々の計数値の差が計数差算
出回路２７で算出され、それに比例した信号が比較回路
２３に出力される。これらの計数および計算差の算出は
、フレーム周期回路２８が出力する一定間隔（１０〜３
０ｍｓ）毎に同期して行われる。

マイク１９に入力される信号が反響信号のみのとき、こ
れら計数値はほぼ等しく、計数差算出回路２７の出力は
ほぼ零である．マイク１９に反響信号とそれ以外の信号
が同時に加えられる（双方向通話時）ときには、計数値
は大きく異なり，計数差算出回路２７の出力は零から大
きく偏移する．この偏移は，比較回路２３でしきい値回
絡２４のしきい値と比較され、検出される．そして、こ
の双方向通話検出信号は、反響消去装置３に伝えられる
。

零交差波回路２５および計数回路２６は、第１図に示す
実施例の信号パターン抽出回路７に相当し、計数差算出
回路２７は、第１図に示すパターン整合回路８に相当す
る。

本実施例は、零交差波に変換することにより、振幅レベ
ルに依存しない、つまり、スピーカとマイク間の減衰量
の変化に依存しないパターンを得られることが特徴であ
る．すなわち、本実施例は，第８図のような増幅回路１
０を必要としない。また、計数も一定時間毎に行うため
、スピーカ・マイク間の遅延がこの間隔時間より小であ
れば、計数値そのものに大きな影響を与えることもない
。

本実施例の他の動作は、第８図に示す実施例と同様なた
め説明を省略する． 第１０図は本発明の他の一実施例を示す、本実施例は，
第９図に示す実施例と同様に、零交差波の性質を利用し
て双方向通話の検出を行うものである。第１０図におい
て第９図と同一符号は同一物を示す。

２９は零交差波分析回路、３０はパターン間距離算出回
路である。他の構成は，第９図に示すものと同じである
． 零交差波分析回路２９は、零交差波信号の零交差点間の
間隔を計測し、分類出力するものである。

零交差点間の間隔は、ホルマント周波数に関係する。従
って、これを計測分類することは，振幅レベルに依存し
ないでホルマント構造を分析することに相当する， 零交差波分析回路２９の動作を具体的に説明する。

まず，予め決められた複数の間隔時間、たとえば、１０
〜５ＩＩｌｓ，５〜ＩＩＩＩｓ，１ｍｓ〜５００μｓ，
５００μｓ〜２５０μｓ，・・・の間隔を定める。そし
て、一定のフレーム時間内の零交差信号の零交差点間の
時間を計測し、上記間隔に分類する。たとえば、１０〜
５＋ｍｓの零交差点間隔はａエ回，５〜ｌｍｓの零交差
点間隔はａ２回，・・・のように行う。

１０〜５ａｓの間隔は，周波数で言うと１００〜２００
Ｈｚに相当する．この間隔時間があったことは、上記周
波数成分が存在したことを意味する。

こうして、零交差波分析回路２９は、フレーム周期毎に
（　ａｌｌ　ａａｙ・・・）のベクトルを、時系列パタ
ーンとして出力する． パターン間距離算出回路３０は、これら時系列ベクトル
パターン間の相違すなわち距離を、算出し、それに比例
した信号を比較回路２３に出力する。

マイク１９に入力される信号が反響信号のみのとき，こ
れら時系列ベクトルパターンはほぼ等しく、パターン間
距離算出回路３０の出力はほぼ零である．マイク１９に
反響信号とそれ以外の信号が同時に加えられると、時系
列ベクトルパターンは大きく異なり、パターン間距離算
出回路２３で，しきい値回路２４のしきい値と比較され
検出される．そして，この双方向通話検出信号は、反響
消去装置３に伝えられる． 本実施例は、第９図に比べ、より高精度な検出を行うこ
とができる。

零交差波回路２５および零交差波分析回路２９は，第１
図に示す信号パターン抽出回路７に相当し、パターン間
距離算出回路３０は、第１図に示すパターン整合回路に
相当する。

本実施例の他の動作は、第９図と同様なため説明を省略
する。

第１１図は本発明の他の一実施例を示す。本実施例は、
声道の共鳴特性を表現するパラメータの時系列パターン
を利用して双方向通話を検出するものである。第１１図
において第１０図と同一符号は同一物を示す。

３１は音声パラメータ抽出回路である。他の構成は、前
記第１０図に示すものと同じである。

音声パラメータ抽出回路３１は、声道の共鳴特性を表現
するパラメータを抽出するものであり、線形予測係数、
ＰＡＲＣＯＲ係数、ＬＳＰ係数などがパラメータとして
知られている。これらパラメータは、人ののどの形を等
価的に表現することも知られ、反響路を通過しても変ら
ない．本実施例では、まずスピーカ１８への信号とマイ
ク１９からの信号とについて、音声パラメータ抽出回路
３１により、予め設定したパラメータを抽出する。抽出
されたパラメータは，パターン間距離検出回路３０でこ
れらパラメータ間の相違が算出される．この算出結果が
比較回路２３に送られ、前記第１０図に示す実施例と同
様にして、双方向通話検出がなされ、その結果が反響消
去装置３に伝達される． 本実施例の音声パラメータ抽出回路３１の構成および動
作について具体的に説明する．第１４図はパラメータと
して線形予測係数あるいはＰＡＲＣＯＲ係数を抽出する
音声パラメータ抽出回路３１の一実施例である． 第１４図において，１４−１は入力データを一時記憶す
るバッファメモリで，デイジタル値に変換された値が記
憶される，１４−２は自己相関係数を抽出する自己相関
係数計算回路である．１４−３は自己相関係数より線形
予測係数あるいはＰＡＲＣＯＲ係数を抽出する線形予測
計算回路である． １フレーム周期時間の入力データは、バツファメモリ１
４−１に一時記憶される。次に、自己相関係数計算回路
１４−２で自己相関係数ρ．が下式の計算式で算出され
る。

ここで、Ｎは１フレーム時間のデータサンプル数であり
、Ｘ，は１データサンプルを示す。

線形予測計算回路１４−３は、先の自己相関係数ρ、を
用い、次式に示す漸化式を計算し、線形予測係数α。，
ＰＡＲＣＯＲ係数Ｋ。を算出する。

この漸化式は、公知の文献（板倉他，　ｒＰＡＲＣＯＲ
形音声分析・合成系」，ｉ！！電公社通研研究実用他報
告，Ｖｏｌ．２７−６．１９７８年）に提示されている
． ｗ，＝ρ、，Ｕ，＝ρａ　ｌ　（Ｘ００　＝　１　１　
αｌ：′＋ｒ　＝　Ｏ　・＝　（２）Ｋ　ａ　＋　ｒ　
＝Ｗ　ａ　／　Ｕ　＊　；　　ｎ　＝０〜ｐ−１　　　
　　　　　　−（３）Ｕ　．　＋、＝Ｕ，−Ｋ．．１−
Ｗ．＝Ｕ，（１−Ｋ２．．Ｉ）−（４）ατ　＝α”Ｉ
　　Ｋ＠＋１’　＋！’ａ＋１−、；ｉ＝１〜ｎ＋１　
・（ｓ）ここで、（２）式で初期値を設定し、（３）〜
（６）の漸化式で順次α７，Ｋ８を計算する。通常．　
ｎ＝１０．つまりα、，α２　，・・・，α１。、ある
いは、Ｋエ，Ｋ２，・・・，Ｋ１。の１０個程度のパラ
メータを用いる。

このパラメータをフレーム周期毎に抽出し、パターン間
距離算出回路３０に出力する。

他の動作は第１０図と同様なため説明を省略する。

第１２図は本発明の他の一実施例である。本実施例は、
音響経路に設けた双方向通話検出回路４の検出信号を音
響反響消去装置と回線反響消去装置の双方に供給した場
合の例である。第１２図において第８図と同一符号は同
一物を示す。

３２は音響反響消去装置，３３は回線反響消去装置、３
４は２線４線変換回路である。本実施例は拡声電話機に
適用した例である。なお、他の構成は，第８図に示すも
のと同じである。

音響反響消去装置３２は、反響消去装置３と同一であり
、スピーカ１８とマイク１９間の音響経路での反響信号
を消去する．回線反響消去装置３３は、反響消去装置３
と同一で２線４線変換回路３４の不平衡による反￥Ｉ信
号を消去する。２線４線変換回路３４は、拡声電話機の
４線信号を電話回線の双方向２線信号に変換する一種の
ブリッジ回路である。

双方向通話検出回路４は、第８図に示すものと同様に構
成され、同様に動作するため動作説明は省略する。

拡声電話機では、送信信号と受信信号のみが存在し、送
信信号と受信信号が時間的に重なったときが双方向通話
時である。したがって、音響反響消去装置３２にとって
の双方向通話時と回線反響消去装置３３にとっての双方
向通話時は、同一である．つまり，スピーカ・マイク間
の反響路あるいは２線４線変換回路での反響路のいずれ
か一方に双方向通話検出回路４を設け、この検出信号を
双方の反響消去装置に供給することが可能となる．第１
３図は本発明の他の一実施例である．第１３図において
，第１２図と同一符号は同一物を示す．本実施例は、２
線４Ｉｓ回路での反ｖＩＭに設けた双方向検出回路４の
検出信号を音響反響消去装置３２と回線反響消去装置３
３の双方に供給した場合である． 以上説明した各実施例は、各々電話装置、特に、拡声電
話装置に適用することができる。拡声電話装置としては
、例えば、ハンズフリー自動車電話装置が挙げられる。

［発明の効果］ 以上、本発明によれば、信号のレベル比較によらず、反
響路の入出力信号のパターン（形）の相違により双方向
通話の検出を行うため、反響信号レベルが大きい場合で
も検出ミスを起すことはない．そして、その結果、反響
消去装置の誤動作，性能劣化を回避できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
反響路の具体例を示す説明図、第３図は反響消去装置の
一例を示すブロック図、第４〜１３図はそれぞれ本発明
の他の一実施例を示すブロック図、第１４図は音声パラ
メータ抽出回路の一例を示すブロック図である。 １・・・反響路、３・・・反響消去装置、７・・・信号
パターン抽出回路、８・・・パターン整合回路、９・・
・判断回路、１０・・・増幅回路、１１・・・遅延回路
、１２・・可変利得増幅回路、１３・・・利得制御回路
，１４・電力検出回路、１５・・・反響消去量算畠回路
、１６・・可変遅延回路、１７・・・遅延量制御回路、
１８・・スピーカ、１９・・・マイク、２０・・・整流
回路、２１・・・平滑回路，２２・・・差動増幅回路、
２４・・・しきい値回路、２５・・・零交差波回路、２
６・・・計数回路、２７・・計数差算出回路、２８・・
・フレーム周期回路、２９・・・零交差分析回路、３０
・・・パターン間距雌算出回路，３１・・・音声パラメ
ータ抽出回路，３２・・音響反響消去装置，３３・・・
回線反響消去装置、３４・・・２線４線変換回路，３５
・・・音量調整回路。 第１図 第２図 第 図 第 図 第４図 第８図 第９図 第１１ 図 ム

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、信号の特徴を示すパラメータの時系列パターンを抽
   出する第１、第２の信号パターン抽出手段と、前記第１
   、第２の信号パターン抽出手段が出力する時系列パター
   ン間の相違を示す距離を算出するパターン整合手段と、
   前記パターン整合手段の出力を予め定めたしきい値に基
   づきパターン間の相違を判断する判断手段とを設け、前
   記第１の信号パターン抽出手段を反響路の入力端子に接
   続し、前記第２の信号パターン抽出手段を反響路の出力
   端子に接続し、前記パターン間の相違がしきい値を越え
   たとき、双方向通話と判断することを特徴とする双方向
   通話検出方式。 ２、前記パラメータの時系列パターンは、信号が反響路
   を通過しても不変であるものを用いることを特徴とする
   請求項１記載の双方向通話検出方式。 ３、信号を遅延する遅延手段を設け、前記反響路の入力
   端子と前記第１の信号パターン抽出手段とを前記遅延手
   段を介して接続したことを特徴とする請求項２記載の双
   方向通話検出方式。 ４、信号を増幅する増幅手段を設け、前記反響路の出力
   端子と前記第２の信号パターン抽出手段とを前記増幅手
   段を介して接続したことを特徴とする請求項２記載の双
   方向通話検出方式。 ５、前記パラメータの時系列パターンが、信号の電力の
   時系列パターンであることを特徴とする請求項２または
   ４記載の双方向通話検出方式。 ６、前記パラメータの時系列パターンが、一定時間ごと
   の零交差回数の時系列パターンであることを特徴とする
   請求項２または３記載の双方向通話検出方式。 ７、前記パラメータの時系列パターンが、一定時間ごと
   の零交差点間の時間分類パラメータの時系列パターンで
   あることを特徴とする請求項２または３記載の双方向通
   話検出方式。 ８、前記パラメータの時系列パターンが、声道の共鳴特
   性を表現するパラメータの時系列パターンであることを
   特徴とする請求項２または４記載の双方向通話検出方式
   。 ９、反響消去装置の反響信号消去量を算出する反響消去
   量算出手段を設け、前記反響消去量が予め定めた値を越
   えたとき、前記パターン整合手段の出力が零となるよう
   に前記遅延手段の遅延量を制御することを特徴とする請
   求項３記載の双方向通話検出方式。 １０、前記反響消去量算出手段を設け、前記反響消去量
   が予め定めた値を越えたとき、前記パターン整合手段の
   出力が零となるように前記増幅手段の利得を制御するこ
   とを特徴とする請求項４記載の双方向通話検出方式。 １１、請求項２〜１０のいずれかに記載の双方向通話検
   出方式を有することを特徴とする反響消去装置。 １２、請求項２〜１０のいずれかに記載の双方向通話検
   出方式を有することを特徴とする音響反響消去装置。 １３、請求項２〜１０のいずれかに記載の双方向通話検
   出方式を有することを特徴とする回線反響消去装置。 １４、請求項１１記載の反響消去装置を有することを特
   徴とする拡声電話機。 １５、スピーカとマイク間の音響結合により生ずる音響
   路における反響信号を消去する音響反響消去装置と、２
   線４線変換での不平衡により生ずる回線反響路における
   反響信号を消去する回線反響消去装置とをもつ拡声電話
   機において、前記音響反響路あるいは前記回線反響路の
   いずれか１の反響路に対し、請求項２〜１０のいずれか
   に記載の双方向通話検出方式を適用し、この検出信号を
   もとに前記音響反響消去装置と前記回線反響消去装置の
   双方を同時に制御することを特徴とする拡声電話機。 １６、請求項１６記載の拡声電話機を備えた自動車電話
   装置。