JPH02239589A - 高周波加熱装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明は、電子レンジ等のいわゆる誘電加熱を行うた
めの高周波加熱装置の改良に関し、さらに詳しく言えば
，その電源装置にインバータ回路を用い、インバータ回
路により高周波電力を発生し、昇圧用変圧器にて昇圧し
てマグネトロンなどの高周波発生手段を駆動するよう楕
成した高周波加熱装置の改良に関するものである． 従来の技術 従来、この種の高周波加熱装置に用いられるマグネトロ
ン駆動用変圧器には、高周波帯域でのパワーロスが小さ
くて固有抵抗が大きい、いわゆるバワーフェライト材が
使われている．このようなバワーフェライト材が使われ
る理由は、固有抵抗が大きいと、コア内の渦電流損失が
小さくて有利だからである．フエライトコアの高周波帯
域におけるパワーロスすなわち電力損失は次式で表され
る． Ｐ（Ｌ）＝Ｐ（ｈ）＋Ｐ（ｅ）＝　（κ（ｂ）　＊　ｆ
十κ（ｅ）　＊　ｆ”　）　本Ｂ（ｍ）　＊　Ｖ（ｅ）
・・−＜１） ただし、Ｐ（Ｌ）：バワーロス、Ｐ（ｈ）：ヒステリシ
ス損失、Ｐ（ｅ）：渦ｔ流損失、Ｋ　（　ｈ　）：ヒス
テリシス損失定数、Ｋ（ｅ）：渦電流損失定数、ｆ：周
波数、Ｂ（ｍ）：磁束密度Ｂのｍ乗（ｍ一定数）．Ｖ（
ｅ）：コアの実効体積．この第１式から，ヒステリシス
損失は周波数ｆに比例し、渦電流損失は周波数ｆの２乗
に比例す．ることが判る．したがって、高周波駆動の場
合には、ヒステリシス損失よりも渦電流損失の方が、パ
ワーロスに大きく寄与する．そこで、渦電流損失を減少
させるために、固有抵抗の大きいバワーフエライト材が
使われる． バワーフエライト材は、第９図のような温度特性を持っ
ている．動作温度が低い状態では、温度上昇が増えても
パワーロスが減少するので問題にはならない．ところが
、動作温度があまり高くなると、バワーフェライト材の
磁気特性が悪化するため、パワーロスが増加する．すな
わち、動作温度が第９図中の温度ＴＩ（たとえば１３０
℃）を超えてしまうと、温度上昇に伴ってパワーロスは
増加し続け、コアは昇温し続ける．このような熱墨走に
入ると、瞬間にコア温度がキュリー点を超え、透磁率が
激減する． 変圧器の巻線のインダクタンスしは、 Ｌ＝μ＊ｒ＊ａ”＊１１”＊ａ　　　　　　　　　−（
２）ただし、μ：透磁率，π：円周率、ａ：磁芯から巻
線までの距離、ｎ：単位長あたりの巻き数、α：長岡係
数． で表されるから、透磁率が激減すると巻線のインダクタ
ンスも激減し、その結果、変圧器の１次側励磁電流が激
増し、インバータ回路のスイッチング素子が過ｔ流によ
る熱破壊に至ってしまう．そこで従来は、動作温度が第
９図の温度Ｔ１を絶対に超えないように、コアサイズ、
巻線径、冷却条件などの余裕度を大きくとった安全設計
をしていた．したがって変圧器の大きさが大きく、動作
温度を低くするために大きな冷却ファンを設けなければ
ならず、当然、大出力（大きな自己発熱を伴う）のイン
バータ型高周波加熱装置を作るのが非常に困難であった
． 発明が解決しようとする課題 本発明の目的は、変圧器のコアの温度上昇を抑制して、
その変圧器の巻線のインダクタンスの低下を防ぎ、これ
によってインバータの構成要素の熱破壊を未然に確実に
防止することができるようにした高周波加熱装置を提供
することである．課題を解決するための手段 本発明は、商用交流電力を整流および平滑して直流電力
を得る整流平滑回路と、 ｌ＆周波発生手段と、 整流平滑回路の直流電力によって付勢され、高周波電力
を発生するインバータと、 インバータの高周袂電力を昇圧して高周波発生手段に与
える変圧器と， 変圧器のコアの温度を検出する温度検出手段と、温度検
出手段の出力に応答し、コアの温度が、そのコアの温度
の上昇に伴って変圧器の電力損失が増大する最低温度Ｔ
ｌ付近の予め定める温度未満となるように、インバータ
の出力を＄１御する手段とを含むことを特徴とする高周
波加熱装置である． 作　　用 本発明に従えば、インバータの一部を構成する変圧器の
コアの温度を、温度検出手段によって検出し、このコア
の温度が、そのコアの温度の上昇に伴ってコア、したが
って変圧器の電力損失が増大する最低温度Ｔｌ付近の予
め定める温度未満となるようにｖｓｍ手段によってイン
バータの出力を＠御する．したがってコアの温度が前記
予め定める温度未溝に抑制され、これによって変圧器の
巻線のインダクタンスが低下することが防がれる．その
ためインバータを構成する構成要素、たとえばインバー
タの共振回路に接続されている半導体スイッチング素子
などに過大な電流が流れることが防がれ、したがって熱
破壊を未然に確実に防止することができる． 前記予め定める温度は、前記最低温度Ｔ１未溝の温度で
あってもよいけれども、前記最低温度Ｔｌ付近の前記最
低温度Ｔ１以上の値であってもよい．こうして小形であ
りながら、従来よりも大出力で信頼性の高いインバータ
を備えた高周波加熱装置を実現される． 実施例 第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図である．
商用交流電源１００からの電力は、整流平滑回路１０１
によって整流された後，平滑され，直流電力が得られる
．インバータ１０２は、高周波発生手段であるマグネト
ロンＭ１を駆動するための昇圧用変圧器１０４を含み、
その１次巻ｍｌ１７には並列に共振コンデンサ１０３が
接続され、この変圧器１０４には直列に、トランジスタ
などによって実現される半導体スイッチング素子１０５
が接続される．１次巻線１１７と共振コンデンサ１０３
とは、直列に接続されて共振回路を構成するようにして
もよい．駆動回８１０７は、半導体スイ・ｙチング素子
１０５を駆動する．制御回路１０８は，出力設定回路１
０９からの設定出力値と、マグネトロンＭ１を駆動する
変圧器１０４の２次巻線１１９の電流を検出する２次電
流帰還手段１１１からのマグネトロンＭ１の出力に対応
する電流を表す信号と、変圧器１０４の補巻線１２０の
出力が与えられる電圧帰運手段１０６からの信号と、変
圧器１０４のコア１２１に直接に固定され、またはその
コア１２１に近傍に設けられた温度検出千段１２２から
の信号とに応答して、駆動回路１０７に与えるパルスの
幅を制御する．マグネトロンＭ１を駆動する駆動回路１
１０は、変圧器１０４の２次巻線１１９の出力を、倍電
圧整流するものであって、コンデンサ１１２と高圧ダイ
オード１１３とを含む．マグネトロンＭ１は、そのフィ
ラメント端子に変圧器１０４のヒータ巻線１１８が接続
されており，そのフィラメント端子とアノード陽極問に
は、電波漏洩ノイズ防止用コンデンサ１１５．１１６が
接続される．こうしてマグネトロン回路１１４が構成さ
れる，マグネトロンＭ１が定常発振しているときは５マ
グネトロンＭ１のアノードーカソードＥ［位は一定であ
るから、出力を一定にＩｌｉ！Ｉ！Ｉシようとすれば、
アノード電流、すなわち変圧器１０４の２次巻線１１９
の電流を一定にｍ御すればよい．電圧帰遺手段１０６か
らの入力と、出力設定回路１０９からの設定入力と、２
次電流帰還手段１１１からの入力と、温度検出手段１２
２からの入力とに従って、制御回路１０８は、駆動回路
１０７に第２図（１）に示される駆動信号を与える．出
力設定回路１０９と２次電流帰還手段１１１とからの入
力（直前の電源周期の出力設定値と平均２次電流との比
較）に基づいて、制御回路１０８が立ち上がりオン時間
幅Ｗ１を決めて、オン信号を出力する．すると，半導体
スイッチング素子１０５は導通して、第２ｒ：ｌ（２）
中の破線ｌ１のコレクタ電流を変圧器１０４の１次巻線
１１７に供給する．そしてｆｌ４１Ｍ回路１０８がオフ
信号を出力すると，半導体スイ・νチング素子１０５は
非導通になり、共振コンデンサ１０３と前記１次巻線１
１７とが共振回路を構成し、共振電圧がトランジスタで
ある半導体スイッチング素子１０５の第２図（２）中の
実線Ｉ２で示され゜るコレクタ電圧に現れる．すなわち
この半導体スイッチング素子１０５であるトランジスタ
のコレクタは，１次巻線１１７とコンデンサ１０３との
接続点に接続され、そのエミッタは接地される．第２図
（１）において半導体スイッチング素子１０５が遮断す
る期問Ｗ２は、インバータ１０２の共振周波数に依存し
てほぼ一定値であり，導遥している＊ｆｍＷ　１がマグ
ネトロンＭ１の出力の調御のために変化される．インバ
ータ１０２は２　０　ｋ　Ｈ　ｚ　〜１　０　０　ｋ　
Ｈ　ｚ程度の周波数で動作しており、第３図に、５０Ｈ
２または６０Ｈｚの電源周期での半導体スイッチング素
子１０５のコレクタ電圧波形を示す．第３図（１）の高
出力の場合、電源電圧の谷付近は、広いオン時閉幅で立
ち上がり、共！電圧が所定値に達したことを電圧帰還手
段１０６が検知すると、制御回路１０８はオン時問幅を
順次減少・増加させて、電源電圧の山でコレクタ電圧波
形が平坦になるようにオン時間幅を制御する．そして電
源電圧が低下すると、広いオン時間幅でもコレクタ電圧
が所定値まで上がらなくなり、谷まで広いオン時間幅が
続く．この最大オン時間幅が出力設定値によって異なり
、低出力の堝合（第３図（２））は立ち上がりのオン時
間幅が高出力の場合より狭い．したがって、電源電圧の
高い山でもコレクタ電圧が所定値まで」−がらず、同じ
オン時間幅のオン信号ばかりを制御回路１０８は出力す
ることになる．オフ時間幅は共振コンデンサ１０３と前
記１次巻．線１１７の共振周波数で決まり、略一定で．
！）る。共振電圧が立ち下がったことを電圧帰還千段１
０６からの信号で検知《同期検知》すると、制御回路１
０８はオフ時間終了と判断して、次のオン信号を出力す
る．前記の共振電圧の上限値は、イ〉バータ１０２の構
成要１ｇ（主に生導体スイッチングｆ：そ１０５の定格
）によって設計的に決まる値であり、この上限値が大き
いほど、高出力が得らｉｔる．また同じ上限値の場会で
も、前記立ち１がりのオン時間幅を広くするほど、共振
電圧の立ち上がりが速く、大きな出力電力が得られ、高
出力が得られる．半導体スイッチング素子１０５が非導
通に反転ずると、マグネトロン駆動用変圧器１０４の２
次巻線１１９はマグネトロン駆動回路１．　１　０の整
流用高圧ダイオード１１３を介して、コンデンサ１１２
を充電する．そして半導体スイッチング素子１０５が導
通に反転すると、前記２次巻線１１９の出力電圧が逆転
して、マグネトロンＭ１の陽！（アノード）に高圧が印
加され、コンデンサ１１２に蓄えられた電荷が、アノー
ド電流として放出される．変圧器１０４のヒータ巻線１
１８は半導体スイッチング素子１０５のスイッチング動
作に同期して交流電圧を発生して、マグネトロンＭ１の
フィラメント端子に電力を与える．２次巻線１１９の漏
洩インダクタンスがアノード電流のピーク値を抑制する
が、制御回路１０８のオン時閏幅が広いほど共振エネル
ギが大きく，マグネトロンＭ１のエミッション電圧（発
振可能電圧）以上の高圧が印加される導通時問が広がる
ので、アノード電流の実効値が大きくなる．したがって
、出力設定値が大きい番４どマグネトロンＭ１の加熱出
力電力も大きくなる． ところが、周囲温度環境の変化・電圧変動やモータの寿
命による冷却の不足等が起こった場合、コア１２１の温
度が非常に高くなって変圧器１０４のパワーロスが増え
て、出力が充分得られないなめ、２次電流帰還手段１１
１からの入力が減りて、制御回路１０８は益々広いオン
時間幅を半導体スイッチング素子１０５に与えようとす
る．しかし、前記コア１２１に直接、あるいはその近傍
に設けた温度検出千段１２２が、コア１２１の温度が所
定ｉｌ！（第９図中の温度Ｔｌ、あるいはその近傍の予
め定める温度Ｔ　１　ａ　）を超えたことを検出すると
，＠御回路１０８に抑ｓｌ信号を与える，そして制御回
路１０８はオン時閏幅を減少させる．モしてマグネトロ
ン駆動用変圧器１０４の発熱を抑えて、熱暴走を防止し
，加熱出力は低下するけれども、生導体スイッチング素
子１０５の熱破壊を防ぐことができる． 温度検出千Ｐｌ１２２の出力によって故障警報、あるい
は表示を行い、それによって使用者が，速やかに温度上
昇の原因を排除すべく、修理対応することが可能である
は言うまでもない．このようにして、信頼性の高い高周
波加熱装置を構成することができる． 以下、第４図のさらに具体的なｌ′ｌＩ或を示す実施例
に基づいて、この発明を詳述する．なお、これによって
この発明が限定されるものではない．第４図は、変圧器
１０４の２次巻線１１９に漏洩インダクタンスを持たせ
るように構成した実施例の回路図である．第１図と同じ
機能部品にー）いては同じ番号を付して説明する． 商用電源１００にスイッチ２を介して整流平滑回路１０
１が接続されている．１１流平滑回路１０１は，整流ブ
リッジ３の出力端子にチョークコイル４と平滑コンデン
サ５．６とを接続して構成されている．Ｉｌ流平滑回路
１０１の直流出力端子には、マグネトロン駆動用変圧器
１０４の１次巻線１１７と共振コンデンサ１０３の並列
共振回路が接続され、また変圧器１０４の１次巻線１１
７と半導体スイッチング素子１０５の直列回路が接続さ
れ、ダンバダイオード７が半導体スイッチング素子１０
５のコレクタ・エミッタ問に逆接続されている．マグネ
トロンＭ１を駆動するマグネトロン駆動回路１１０は変
圧器１０４の高圧２次巻線１１９の出力を半波倍電圧す
るコンデンサ１１２と、高圧ダイオード１１３より成る
．この高圧２次巻線１１９は２漏洩インダクタンスを内
在しており、２次側電流に対してチョーク作用を有する
．変圧器１０４のヒータ巻線１１８はマグネトロンＭ】
のフィラメント端子に＃続される。またマグネト・ロン
Ｍ１のフィラメント端子と陽極（アノード）間には電波
漏洩ノイズ防止用コンデンサ１１５，１１６が内蔵され
ている．＠御回路１０８は、直流電源回路９で直流電源
（＋Ｖｃ＝＋５Ｖ）を作り、半導体スイッチング素子１
０５を高周波スイッチングさせるためグ》オンーオフパ
ルス信号をパルス発生回路ｌ１で発生させ、アイソレー
トトランス８で駆動回路１０７に出力する．該直流電灘
回路９の接地電位はマグネトロンＭ１の陽極《アノード
》電位と同電位である．変圧器１０４の２次巻線１１９
は２次電流帰還千段１１１に接続される．マグネトロン
Ｍ１の出力Ｃ対応するアノード電流を、抵抗３５の両端
電圧によって検知する． 第５図を参照して、後述の同期回路１０は第５図（１）
で示す同期信号をパルス発生回路１１およびオン時間カ
ウンタ１２に与える．オン時間力ウンタ１２は，オン時
間幅制御回路１３からグ｝信号に応答し、同期回路１０
かへのパルスを受ｆ，ｔ　Ｌてがち予め定める時問Ｗ１
だけ経過した決に、弟５図（２）で示すオフパルスを導
出する．こうしてパルス発生回路１１は、第５図（３）
で示すようにオン時問Ｗ１を有するパルスを導出する．
オフ時間Ｗ２は、前述のように変圧器１０４の１次巻線
１１７とコンデンサ１０３との共振周波数によって定ま
る値である．オン時Ｅ　Ｗ　１だけ、トランジスタ１０
５が導通する． マグネトロンＭ１のアノードにｔ流が流れる位相だけを
、ダイオード３６で入力して、抵抗３“ｌとコンデンサ
３８で平滑し、アノード電流の平均値として比較回路１
５に入力する．その値と出力設定回路１０９からの入力
とを比較した該比較回路ｌ５の出力に従って、スイッザ
ングパルスの立ち上がりオン時間ＩＷＩを立ち上がりオ
ン時間幅制御回路１４が決める． マグ本トロンＭ１のアノード電流は２０ｋＨｚ〜１００
ｋ｝｛ｚでオン・オフをしているが、２次電流帰還手段
１１１はそれを抵抗３７とコンデンサ３８の時定数で、
直流電圧にして比較回路１５に入力する．その入力電圧
を仮にＶｉ　（ｒｎ）とする．運転スタート時の最初の
立ち上がりオン時問幅Ｗ１は立ち上がりオン時問幅制御
回路１４に予めブリセットされた値が選択される．そし
て、その１回目の電源闇［（第４図の４合はブリッジ３
で全波ｌ１流しているから、１２０Ｈｚか１００Ｈ２で
ある）中のアノード電流の平均値データが、２次電源帰
還手段１１１からＶｉ　（１）として比較回路１５に入
力される．それが，出力設定回路１０９からの入力直流
電圧（■．とする）よりも小さいならば、次の立ち上が
りオン時問幅Ｗ１は、前よりも大きい値を立ち上がりオ
ン時間幅Ｉｌ御回路１４が選択する．逆にＶｉ　（ｎ）
が■。よりも大きいならば、その次のＷ１としては直前
のＷ１よりも小さい値が選択される．すなわち、電源周
期瘍に１回，比較回［１５からの信号を立ち上がりオン
時間＃４ｆ＃ｓ御回路１４が読取って、その結果を次の
１ｉ源周期の立ち上がりオン時問幅に反映させる．３１
１６図を参照して，入力電圧Ｖ　ｉ　（　ｒｉ　）が出
力設定回路１０９からの基準となる直流電圧■．未満で
あるとき，その比較回路１５の出力は破線ｌ３で示すよ
うにハイレベルであり、前記基準電圧■。以上であると
き、その出力はローレベルとなる，時刻ｔｌ，ｔ２は、
比較回路】５の出力を制御回路１４で読取るタイミング
時刻を示すユマグネトロン駆動用変圧器１０４のコア温
度が」一拝すると、パワーロスが増えてＶｉ（ｎ）が低
Ｆし、その結果、大きいＷ１が選択されるようになる． マグネトロン駆動用変圧器１０４の１次巻線１１７と相
似な電圧出力を補巻線１２０！ｌ−ら電圧帰還手段１０
６へ取り込む．マグネトロンＭ１のオフ位相（フライバ
ック位相》の検知電圧を、抵抗２２．２３．２６とクラ
ンアダイオード２４．２５により、接地電位を基準にし
た＋Ｖｃ以下のパルス信号にして同期回路１０へ入力す
る．コンデンサ２７はノイズ除去用である．同じ′フラ
イバヤク位相の検知電圧をダイオード２８、抵抗２９，
３２、コンデンサ３０、ツエナダイオード３１による微
分オフセット回路を介して、半導体スイッチング素子１
０５のＶｃｅ制御信号として比較回路１６へ入力する．
同時に、抵抗３３．３４で分圧して過電圧検知回路１８
へ入力する．比較回路１６は該Ｖｃ　ｅ＠御信号が、抵
抗３９．４０の分圧く所定の直流電圧）以上になると、
減算信号をオン時問幅制御回路１３に出力する．前記微
分オフセット回路のコンデンサ３０は、抵抗２９よりも
小さいインピーダンスとし、これによって応答性の向上
を図る．ツエナダイオード３１は、直流バイアスを作る
働きをする． 上述のように補巻線１２０からの第７図《１》で示され
る相似電圧を、電圧帰還手段１０６により低電圧に変換
して比゜較回路１６に入力する．比較回路１６の第７図
（２）で示される出力電圧はオン時閏幅をコントロール
するブレーキの作用として、オン時間幅制御回路１３に
入力される．抵抗３９．４０による分圧ｖ１よりもＶＪ
　（２０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚのパルス電圧の集会）の
方が大きくなると、オン時間幅制御回路１３はブレーキ
作用として、オン時間幅Ｗ１を抑制する．変圧器１０４
のコア温度が上昇すると、パワーロスが増加してインダ
クタンスが低下するため、Ｖｊは低下し、Ｗ１を抑制す
る効果が減少する．マグネトロン駆動用変圧器１０４の
コア１２１の温度を検出する温度検出手段１２２の信号
は、抵抗１９により電圧として比較回路１７へ入力され
る．該検知電圧は、コア１２１の温度が異常に上がれば
、抵抗２０．２１の分圧よりも大きくなり、比較回路１
７は減算信号をオン時閏幅ＩＩＩｆＪ４回路１３に出力
する．電源電圧が低い間《電源の谷近傍》は、比較回路
１６から減算信号は末だ出力されず、オン時閏幅制御回
路１３は前記立ち上がりオン時問幅制御回路１４の出力
をオン時間幅Ｗ１として採用する．すなわち、Ｗ１の時
間幅を、前記同期回路１０の同期信号に同期してオン時
間カウンタ１２が計時して、パルス発生回路１１がオン
時間幅Ｗ１のスイッチングパルスを、アイソレートトラ
ンス８を介して、駆動回路１０７に出力する．パルス発
生回路１１の出力がハイレベルになると、半導体スイッ
チング素子１０５が導通し、ローレベルになると、半導
体スイッチング素子１０５が非導通になる．電源の谷か
らオン時問幅Ｗ１で立ち上がり、半導体スイッチング素
子１０５のＶｃｅが制御レベルに到達すると、電圧帰還
手段１０６のＶｃｅ制御信号が増大して、比較回路１６
が減算信号を出力する．それを受けてオン時間幅制御回
路１３はオン時問幅Ｗ１を徐々に減少させ、半導体スイ
ッチング素子１０５のＶｃｅが所定値になるようなオン
パルスをパルス発生回路１１が出力する．電圧帰還手段
１０６の微分オフセヴト回路のコンデンサ３０により制
御応答が速く、ツエナダイオード３１により第３図のコ
レクタ・エミット閏電圧Ｖｃｅ波形の中央部は少し丸く
膨れ上がる形に制御される． 電源電圧が低下してくると、オン時間幅がＷ１に戻って
もＶｃｅが低下を続けて、比較回路１６の減算信号が出
力されなくなり、オン時間幅はＷ１のままで電源の谷ま
で進む．設定出力が小さい場合は、平均２次電流入力が
低いレベルで比較回路１５の出力が反転するので、立ち
上がりオン時閏幅＠御回路１４は高出力設定の場合より
も狭いオン時閏幅をＷ１として採用する．それにより第
３図（１》、第３図（２）のように、設定出力に応じて
Ｖｃｅ波形が変化して、電力制御される．立ち上がりオ
ン時閏幅制御回路１４では、電源投入時に，予め定める
長いオン時問幅Ｗ　１　ｓを設定し、このとき比較回路
１５の出力が、ハイレベルであるとき、すなわち電流帰
還回路１１１の出力に比べて出力設定回路１０９の設定
出力が大きいとき、その長い設定時閏Ｗ　１　ｓのまま
にする．比較回路１５の出力がローｋベルになったとき
、すなわち電流帰還回路１１１の出力が出力設定回路１
０９の設定出力以上になったとき、前記オン時閏幅Ｗｌ
ｓから予め定める一定の値を電源周期で減算するように
制御回路１４が動作する．比較回路１５の出力が再びハ
イレベルになると、その刺御回路１４は演算したオン時
間幅に予め定める値を前記電源周期で加算する． オン時問幅制御回路１３は、比較回路１６および比較回
路１７の出力に応答して、インバータ１０２の発振周波
数の周期で、オン時間幅を補正する．すなわち立ち上が
りオン時間幅制御回路１４によってオン時閏幅が定めら
れ、このとき比較回路１６の出力がハイレベルであると
き、すなわち補巻線１２０の出力電圧が比較的高い一と
き、そのオン時閏幅を短くするなめに、インバータ１０
２の発振周波数の周期で、オン時間幅を短く設定し、こ
れによって比較回路１６の出力はローレベル、すなわち
補巻線１２０の出力電圧が低下する．比較回路１６の出
力がローレベルになると、オン時間幅が増大するように
前記インバータ１０２の発振周波数の周期で、そのオン
時間幅を増大する．インバータ１０２が異常発振して半
導体スイッチング素子１０５のＶｃｅ（Ｌたがってマグ
ネトロン駆動用変圧１１　０４のフライバック電圧》が
異常に増大したのを過電圧検知回路１８が検知すると、
瞬時にパルス晃生回路１１の出力を停止して、インバー
タ１０２の発振を停止させる．そして一定時間（たとえ
ばｌｍｓｅｃ）体止挟、自動再スタートする．こうして
、半導体スイッチング素子１０５等の祷成部品の過電圧
破壊を防ぐ．制御回路１０８の出力によりインバータ１
０２のスイッチング動作が開始すると、マグ本トロンＭ
１のフィラメント端子にヒータ電流が流れてフィラメン
ト温度が上昇し、その後、アノード電流が流れ始め、高
周波加熱装置の庫内にマイクロ波が放射される． ここで、周囲温度環境の変化や、電圧変動やモータの寿
命による冷却の不足等が起こって、コア１２１の温度が
非常に高くなると、マグ木１・ロン駆動用変圧器１０４
のパワーロスが増えて、アノード＠流が減少し、２次電
流帰還手段１１１の出力も低下する．それで立ち上がり
オン時問幅制御回路１４はどんどん大きなＷ　１　ｓを
採用しようとするが、温度検出手段１２２の検知電圧が
増加するから、比較回路１７が減算信号を出力し、オン
時問幅制御回路１３の出力するオン時問幅は抑制される
．その結果、オンパルス幅は抑えられて、マグネトロン
駆動用変圧器１０４の温度上昇も抑制され、熱暴走に陥
るのを防ぐことができる．すなわち、熱暴走により起こ
る、半導体スイッチング票子１０５の過電流破壊を未然
に防止できる．上記のように、コア温度が上昇すると、
比較回路１５．１６は抑制効果を持たず、熱暴走へと進
む．そこで，コア温度検出手段１２２の検出温度を電圧
に変換して比較回路１７に入力する．コアのパワーロス
が無視できないほど大きくなる動作温度Ｔ１近傍の値Ｔ
　１　ａで、基準電圧（抵抗２０，２１で決まる）Ｖ２
を超えるように設計する．すると比較回路１７が抑制信
号をオン時間幅制御回路１３に出力するから、マグネト
ロン駆動用変圧器１０４の１次側励磁電流が減少して、
その結果、コアの発熱が抑制される． 第８図は比較回路１７の動作を示し、温度検出千段１２
２の温度に対応する電圧Ｖｋが抵抗２０２１の分圧され
た基準電圧■２未満であるとき、その出力は破線で示す
ようにローレベルであり、電圧Ｖｋが基準電圧■２以上
であるとき、その比教回路１７の出力はハイレベルであ
り、この比較回路１７の出力が前述の．ようにオン時問
幅ｓ４御回＃ｌ１３に与えられる． 上述の実施例によれば、周囲の温度環境の変化や、電源
電圧変動やモータの寿命劣化等による冷却の不足により
、マグネトロン駆動用変圧器のコア温度が上昇しようと
した場合に、所定のスレッシュレベルを決めて、それ以
上にならないようにインバータ出力を抑制してしまう．
そして熱暴走を、さらには半導体スイッチング素子の過
ｔｉ破壊を未然に防ぐことができる．これは、従来より
もマグネトロン駆動用変圧器の熱設計の余裕度を小さく
できることを意味しており、同じ出力を得るためには従
来よりもずっと小形の変圧器で、同じ大きさの変圧器な
らば従来よりもずっと高出力の高周妓加熱装置を実現す
ることができるのである． 発明の効果 以上のように本発明によれば、変圧器のコアの温度が］
ユ昇することが防がれるので、その変圧器の巻線ｆ）イ
ンダクタンスの低下を防ぐことができ、イン・バータを
構成する構成要素の熱破壊を未然に確実に防止でき，小
形でありながら従来よりも大出力７′信頼性の高いイン
バータを備える高周波加熱装置を実現することができる
．

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例のブロック図、第２口は制御
回路１０８の動作を説明するための波形図、第３［７Ｉ
は半導体スイッチング素子１０５のコレクタ電圧波形を
示す図、第４図は本発明の一実施例の具体的な構成を示
すブロック図、第５図は制御回Ｗ８１０８の基本的な動
作を説明するための波形図、第６図は比較回路１５の動
作を説明するための図、第７図は比較回路１６の動作を
説明するための図、第８図は比較回路１７の動作を説明
するための図、第９図は変圧器１０４のコア１２ｌを構
成するバワーフエライト材の温度特性を示すグラフであ
る． １００・・・商用電源、１０１・・・整流・平滑回路、
１０２・・・イン′バータ、１０３・・・共振コンデン
′サ、１０４・・・マグネトロン駆動用変圧器、１０５
・・崖，導体スイッチング素子．１０６・・・電・圧帰
還４段，１０７・・・駆動回路、１０８・・・ＩＩＩ御
回路、１０９・・・出力設定回路、１１０・・・マグネ
トロン駆動回路、１１１，・．２次電流帰還手段、１１
２・・・コンデンサ、１１３・・・高圧ダイオード、１
１５，１．．１６・・・マグネトロン内蔵電波漏洩防止
コンデンサ、１２１・・変圧器１０４のコア、１２２・
・・温度検出手段、Ｍ１・・・マグネトロン 代理人　　弁理士　西教　圭一郎 第 図 第 図 第 図 第 図 箪 図 蒔間 涛間 第 図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 商用交流電力を整流および平滑して直流電力を得る整流
   平滑回路と、 高周波発生手段と、 整流平滑回路の直流電力によって付勢され、高周波電力
   を発生するインバータと、 インバータの高周波電力を昇圧して高周波発生手段に与
   える変圧器と、 変圧器のコアの温度を検出する温度検出手段と、温度検
   出手段の出力に応答し、コアの温度が、そのコアの温度
   の上昇に伴って変圧器の電力損失が増大する最低温度Ｔ
   １付近の予め定める温度未満となるように、インバータ
   の出力を制御する手段とを含むことを特徴とする高周波
   加熱装置。