JPH02240868A - 磁気記録再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　要〕 ビタビ復号法を用いた磁気記録再生装置に関し、ＡＧＣ
回路を経た再生信号をとタビ復号器を用いて復号する際
の予想値の誤差を無くすことを目的とし、 ＡＧＣ回路を経たアナログ再生信号をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器の出力信号
と予め取り込んだ孤立波形のサンプル値の重ね合わせか
ら求めた予想値との誤差の比較を行い、生き残りパスの
選択を行う加算比較選択回路と、前記生き残りパスを記
憶する記憶回路と、前記加算比較選択回路と記憶回路の
出力とから最も確からしいパスを選択して再生信号の復
号出力とするパス選択回路とを備えた磁気記録再生装置
において、再生信号の周波数を検出する周波数検出手段
と、検出した周波数を所定期間記憶する周波数記憶手段
と、再生信号の過去の周波数変化を調べて周波数が高い
時には前記予想値のレベルを上げる方向に予想サンプル
値を補償する補償回路とを設けて構成する。

〔産業上の利用分野〕

本発明は磁気記録再生回路に関し、特に、ビタビ復号法
を用いた磁気記録再生回路に関する。

近年、記録すべき情報量の増大に伴い、１つの磁気記録
媒体にはかなりの量の情報が高密度で記録される。この
ような高密度の磁気記録媒体、例えばフロッピーディス
クやハードディスクに記録された信号を再生する場合、
記録媒体及び再生ヘッド、再生回路等からの雑音により
、再生信号のＳ／Ｎ比、分解能の劣化は免れない。こう
した特性劣化は記録情報の信頼性を著しく損なうため、
問題となる。そこで、低Ｓ／Ｎ比でも高い信頼性が得ら
れるビタビ復号器を用いた磁気記録再生装置が提案され
ている。このビタビ復号器においては、再生信号のレベ
ル変動（モジュレーション）を低減するために、一般に
ＡＧＣ（自動利得制御）回路が用いられる。ところが、
波形干渉を利用したピタビ復号器にＡＧＣ回路を併用し
た場合、信号振幅によりＡＧＣのゲイン（利得）が変化
するため、孤立波形の重ね合わせから求めた予想値がず
れることがあり、この問題点をなくすことが要望されて
いる。

〔従来の技術〕

従来、低Ｓ／Ｎ比でも高い信頼性を得るための手段とし
て、磁気記録信号の再生回路にビタビ復号法を適用する
ことが考えられている。

このビタビ復号法は、畳込み符号の復号法の１つであり
、可能なあらゆる通報が等確率で発生する場合には、信
号誤り率を最小にするという意味で最適な復号法である
。

本出願人はこのピタビ復号器を用いて磁気記録媒体から
の再生信号を復調する磁気記録再生装置を既に提案した
（特願昭６３−１７０８７６号）。第６図はこの提案に
おけるビタビ復号器の構成を示すブロック図であり、図
において１０はＡ／Ｄ変換器、２０はＡＣ３（＾ｄｄ　
Ｃｏｍｐａｒｅ　５ｅｌｅｃｔｏｒ）、３０はハスメモ
リ、４０はパスセレクタである。尚、８０〜Ｓ９はＡＣ
３２０において波形干渉量を計算するためのデータであ
り、第７図に示すような孤文再生波形のサンプリング値
である。

この従来のビタビ復号器では、Ａ／Ｄ変換器１０に入力
される再生信号から孤立波形がＡ／Ｄ変換変換器ｌ前ン
プリングされて検出され、検出された孤立波形はサンプ
リング信号ａとしてＡＣ３２０に入力される。ＡＣ３２
０では予め取り込んだ孤立波形のサンプル値８０〜Ｓ、
を用いてサンプリング信号ａとの重ね合わせから求めた
予想値との誤差（波形干渉量）、すなわち、各パスのメ
トリック値が計算される。そして、このメ）　ＩＪツク
値の比較が行われ、″生き残りパスの選択が行われる。

この選択された生き残りパスはパスメモ１７３０に信号
すとして送られて記憶される。パスメモリ３０ではより
確からしいパスの保持と複写を行う。このパスメモリ３
０からは各々のパスの最後段の値を示す信号ｅがパスセ
レクタ４０に送られる。パスセレクタ４０は、その時の
最尤パスをボすＡＣ３２０からの信号ｄによりメトリッ
ク値が最小となるパスを選択し、再生信号の復号出力を
出力する。

なお、再生信号のレベル変動を抑える目的から以上のよ
うに構成された磁気記録再生装置では、Ａ／Ｄ変換器１
０の前段にＡＧＣ回路５を挿入することが一般に行われ
ている。

第８図は第６図のビタビ復号器を用いて磁気記憶媒体か
らの再生信号を復調した場合の再生波形と予想サンプル
値とを比較して示すものである。

そして、第８図（ａ）は第６図のＡ／Ｄ変換器１０の前
段にＡＧＣ回路５がない場合の比較波形図であり、第８
図（５）はＡ／Ｄ変換変換器ｌ前段にＡＧＣ回路５が挿
入された場合の比較波形図であり、第８図（Ｃ）はその
ＡＧＣ回路５０制御信号波形である。

第８図（ａ）に示すＡＧＣ回路５がない場合の比較波形
図から分かるように、再生信号が短周期の場合、或いは
長周期の場合の何れの場合でも、再生波形（実線）と予
想サンプル値（・で示す）とはノイズの印加のない期間
Ａでは一致する。とろこが、期間Ｂに示すように媒体欠
損等の媒体状態によりモジニレ−ジョンが発生した場合
は、予想値に誤差を生じ、信頼性の高い情報が再生でき
なくなる。そこで、Ａ／Ｄ変換変換器ｌ前段にＡＧＣ回
路５が設けられてこのモジュレーションの改善が図られ
る。第８図（６）はこのＡＧＣ回路５がある場合の比較
波形図であり、この図から分かるように、ＡＧＣ回路５
をＡ／Ｄ変換器１０の前段に置いた場合にはモジニレ−
ジョンは改善される。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところが、ＡＧＣ回路５をＡ／Ｄ変換器１０の前段に置
いた場合にはモジユレーションは改善されるが、第８図
（Ｃ）に示すように、もともとの振幅が小さい短周期部
においても振幅が一定になるようにＡＧＣ制御信号は作
用するため、予想値は逆にモジュレーションのない再生
波形の短周期部において誤差を生じるという問題が生じ
てしまう。このように、従来の磁気記録再生装置では、
ＡＧＣ回路５のない場合はモジュレーションにより予想
値に誤差を生じ、ＡＧＣ回路５のある場合はモジニレ−
ジョンのない再生波形の短周期部で予想値に誤差を生じ
るという問題があった。

本発明は、ＡＧＣ回路を使用した磁気記録再生装置にお
いて、再生波形の短周期部においても予想値に誤差を生
じることがなく、信頼性の高いビタビ復号器を用いた磁
気記録再生装置を提供することを目的としている。

〔課題を解消するための手段〕

前記目的を達成する本発明の磁気記録再生回路の構成が
第１図に示される。

本発明は、ＡＧＣ回路を経たアナログ再生信号をディジ
タル信号に変換するＡ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器
の出力信号と予め取り込んだ孤立波形のサンプル値の重
ね合わせから求めた予想値との誤差の比較を行い、生き
残りパスの選択を行う加算比較選択回路と、前記生き残
りパスを記憶する記憶回路と、前記加算比較選択回路と
記憶回路の出力とから最も確からしいパスを選択して再
生信号の復号出力とするパス選択回路とを備えた磁気記
録再生装置において、再生信号の周波数を検出する周波
数検出手段ｌと、検出した周波数を所定期間記憶する周
波数記憶手段２と、再生信号の過去の周波数変化を調べ
て周波数が高い時には前記予想値のレベルを上げる方向
に予想サンプル値を補償する補償回路３とを設けること
により構成される。

〔作　用〕

本発明の磁気記録再生装置では、ビタビ復号器の出力の
“１″の個数をカウントしてその密度が求められ、これ
を所定期間記憶することで再生信号の周波数変動が検出
され、周波数が高い状態ではＡＣ３にゲイン補償信号が
出力されてＡＣ３で求めた予想値に重み付けが行われ、
ＡＧＣのゲインを考慮した予想値が得られる。

〔実施例〕

以下添付図面を用いて本発明の実施例を詳細に説明する
。

第２図は本発明の磁気記録再生装置の一実施例の構成を
示すブロック図である。磁気記録再生装置はとタビ復号
器により構成されてふり、第６図に示した従来のビタビ
復号器と同じ部分については同じ符号を付しである。

図において、５はＡＧＣ回路、１０はＡ／Ｄ変換Ｌ２０
はＡＣ３，３０はパスメモリ、４０はパスセレクタであ
るが、これらの機能は従来例と全く同じである。この実
施例にはバスセレクタ４０とパスメモリ３０とＡＣ３２
０とに接続する重み付は回路５０が設けられており、こ
の回路５０は、バスセレクタ４０の出力ｇとパスメモリ
３０の値ｆとからＡＣ３２０の予想値に重み付けを行う
ゲイン補償信号りを演算し、この信号りをＡＣ３２０に
送るように構成されている。ＡＣ３２０において求めら
れる予想値の重み付けは、復調信号の周波数が高い時に
ＡＣ３２０のゲインを上げるように行われる。

第３図は第２図の重み付は回路５０の具体的な構成例を
パスメモリ３０とバスセレクタ４０との関係を交えて示
すものである。ビタビ復号器における復調信号はディジ
タル値であり、“０”と“ｌ”の符号で表され、その周
波数の高低、即ち、復調信号の長周期、短周期は、時間
的に長いスパン（ＡＧＣの時定数とビット間隔とに比較
して）で見た場合に、復調信号の中にある“１”の密度
と考えられる。

従って、パスメモ１７３０に記憶された信号およびパス
セレクタ４０の出力データ中の１″の個数をカウントす
ることで復調信号の周波数を検出することができ、検出
した周波数を基にＡＣ３２０のゲインを調整することが
できる。第３図に示す回路はこの考えを基に作られたも
のであり、パスメモリ３０の中のデータの“１″の個数
とバスセレクタ４０の出力データ中の“１”の個数とを
カウントするように構成されている。

第３図において、ＡＣ３２Ｇで選択された確からしいパ
スの保持と複写を行うパスメモリ３００１つのパスメモ
リ　（シフトレジスタ）３１は例えば、ｍビット構成で
あり、パスメモリ３１の各ビットは重み付は回路５０の
中にある算術的な加算器５１に接続されている。このバ
スメモリ３１から算術的な加算器５１に送られる信号が
第２図に示す信号ｆである。

一方、バスセレクタ４０の出力は重み付は回路５０の中
にあるｎビットのシフトレジスタ５２に接続されており
、このシフトレジスタ５２の各ビットは同じく算術的な
加算器５３に接続されてふり、この算術的な加算器５３
と前述の算術的な加算器５１とは接続されている。そし
て、これらの算術的な加算器５１゜５３によりｍビット
のパスメモリ３１中のデータの“１″の個数とｎビット
のバスセレクタ４０の出力データ中の“１”の個数とが
加算される。ここで、ｍ、　　ｎは参照するデータのビ
ット数であり、ＡＧＣの応答特性（時定数）を基に調節
する。なお、算術的な加算器５１．５３としては、入力
として被加数人力、加数人力、及び桁上げ入力を持ち、
出力として和出力及び桁上げ出力を持つ、３つの２進数
の和を演算する全加算器と呼ばれる論理回路を組み合わ
せて使用すれば良い。

算術的な加算器５１．５３で演算された“１”の個数は
シフトレジスタで構成される算術的乗算器５４に入力さ
れる。そして、乗算器５４は入力された”１″の個数に
ゲイン補償信号りを得るための係数である定数Ｋを乗算
する。この定数には参照するデータのビット数ｍ、　　
ｎの大きさと、ＡＧＣの応答特性（ゲイン）をもとに調
節する。乗算器５４で得られたゲイン補償信号りはＡＣ
３２０に送られ、このゲイン補償信号りを基に、ＡＣＳ
２０で求められた予想値に重み付けが行われる。

第４図は第３図の回路の動作を示す波形図である。第４
図（ａ）、（社）に示すように、再生波形の周波数が高
い時と、再生波形にモジニレ−ジョンが印加されている
時はＡＧＣ制御信号が大きくなり、この結果、再生信号
の波形は振幅が一定になる。

そして、再生信号の周波数が高い時は再生信号の反転回
数が多くなるので、復調信号中の“１″の個数が多くな
って乗算器５４に入力される“ｌ”の個数が多くなる。

この時は第４図（Ｃ）に示すようにゲイン補償信号りの
値が大きくなり、ＡＣ３２０で演算された予想値・が＋
の位置まで補正され、実線で示される実際の再生波形に
一致するようになる。

一方、再生信号の周波数は低いがモジュレーションのた
めにＡＧＣの制御信号が大きくなる場合は、復調信号中
の“ｌ＃の個数が多くならないので乗算器５４に入力さ
れる１”の個数は少ない。よってこの時は第４図（Ｃ）
に示すようにゲイン補償信号りの値は大きくならず、Ａ
Ｃ３２０で演算された予想値・が過度に補正されること
はない。

第５図は本発明の他の実施例を示すものであり、第２図
の重み付は回路５０の別の具体的な構成例を示すもので
ある。また、この実施例はＡＧＣ回路５の応答時間が長
い場合の重み付は回路５０の構成を示すものであり、Ａ
ＧＣ回路５の応答時間が長い場合は現時点からすぐ前の
データを見る必要がないので、バスメモリ３０の中の復
調データは参照していない。この実施例の重み付は回路
５０には２つの２°−１進カウンタ５５．５６、Ｎ進カ
ウンタ５７．０〜Ｎ−１のアドレスを持つ“１ｎの個数
を記憶するデータメモリ５８及び第４図と同様の算術的
乗算器５４とがある。２°−１進カウンタ５５はパルス
セレクタ４０の出力データ中のｌ”の個数をカウントし
てこれをデータメモリ５８に出力する。

一方、２’−１進カウンタ５６にはクロックが入カされ
ており、このクロック２’−１個毎に２＋″−１進カウ
ンタ５６からはキャリ信号が出力される。このキャリ信
号は、２’−１進カウンタ５５にリセット信号として人
力され、データメモリ５８には２“−１進カウンタ５５
からのカウント値を書き込むライトイネーブル信号とし
入力されると共に、Ｎ進カウンタ５７に入力される。こ
のＮ進カウンタ５７は２’−１進カウンタ５６からのキ
ャリ信号の数をカウントすると、これをアドレス信号と
してデータメモリ５８に出力する。アドレス０〜Ｎ−１
のメモリは全て算術的な加算器５９に接続されてふり、
データメモリ５８に記憶された全データの中の“１”の
個数が加算されて求められる。加算器５９で求められた
“ｌ”の個数はシフトレジスタで構成される算術的乗算
器５４に入力され、“１″の個数に応じたゲイン補償信
号りが乗算器５４からＡＣ３２０に出力される。。加算
器５９及び乗算器５４の構成は第４図の実施例と同じで
良い。

この実施例の動作をＭ＝３．Ｎ＝５の場合で説明するが
、この時は２”−１＝’？である。２″ｌ進カウンタ５
６はクロック７個毎にキャリ信号を出力し、このキャリ
信号によりより２’−１進カウンタ５５はリセットされ
て新たにバスセレクタ４０の中の“１′の個数をカウン
トすると共に、それまでに２″−１進カウンタ５５によ
りカウントされたバスセレクタ４０から出力された“１
＃の個数（最大値が７）がライトイネーブル信号により
データメモリ５８の所定番地に書き込まれる。′１”の
個数が書き込まれるアドレスはＮ進カウンタ５７の出力
によって決まり、０番地から始まって７番地まで書き込
まれると、再び０番地に戻って０番地のデータが新たな
データで書き換えられる。そして、０番地から７番地ま
での“１″の個数が加算器５９により加算され、その個
数に応じてゲイン補償回路５４がＡＣ３２０で求められ
た予想値に第４図の実施例と同じ重み付けを行う。この
実施例の回路の動作波形も第４図と同じになる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明の磁気記録再生装置によれ
ば、波形干渉を利用したビタピ復号器にＡＧＣ回路を併
用した場合に、波形干渉やノイズのみならず、モジュレ
ーションに対してもゲイン補償信号によって常に正確な
予想値を得ることが可能になるので、装置の信頼性が向
上するという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の磁気記録再生装置の原理構成図、第２
図は本発明の磁気記録再生装置の一実施例の構成を示す
ブロック図、第３図は第２図の重み付は回路の具体的構
成例を示す図、第４図は第３図の回路の動作を示す波形
図、第５図は本発明の磁気記録再生装置の他の実施例に
おける重み付は回路の具体的構成例を示す図、第６図は
従来のビタビ復号器の構成を示すブロック図、第７図は
孤立波形を説明する図、第８図は第６図の回路の動作を
示す波形図である。 ｌ・・・周波数検出手段、２・・・周波数記憶手段、３
・・・補償手段、５・・・ＡＧＣ回路、１０・・・Ａ／
Ｄ変換Ｌ２０・・・ＡＣ３，３０・・・バスメモリ、４
０・・・バスセレクタ、５０・・・重み付は回路、５１
．５３．５９・・・加算器、５４・・・乗算器、５８・
・・データメモリ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ＡＧＣ回路を経たアナログ再生信号をディジタル信号に
   変換するＡ／Ｄ変換器と、このＡ／Ｄ変換器の出力信号
   と予め取り込んだ孤立波形のサンプル値の重ね合わせか
   ら求めた予想値との誤差の比較を行い、生き残りパスの
   選択を行う加算比較選択回路と、前記生き残りパスを記
   憶する記憶回路と、前記加算比較選択回路と記憶回路の
   出力とから最も確からしいパスを選択して再生信号の復
   号出力とするパス選択回路とを備えた磁気記録再生装置
   において、 再生信号の周波数を検出する周波数検出手段（１）と、
   検出した周波数を所定期間記憶する周波数記憶手段（２
   ）と、再生信号の過去の周波数変化を調べて周波数が高
   い時には前記予想値のレベルを上げる方向に予想サンプ
   ル値を補償する補償回路（３）とを設けたことを特徴と
   する磁気記録再生装置。