JPH02241217A - デジタル化され圧縮された信号のダイナミツク伸張における望ましくないスペクトルの抑圧又は減衰方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、デジタル化され圧縮された信号のダイナミッ
ク伸張における望ましくないスペクトルの抑圧又は減衰
方法及び装置に関する。

従来の技術 先行の西独特許出願第３８１５０７９号明細書において
はデジタルダイナミック伸張器が記載されている。この
ダイナミック伸張器は、メモリ媒体に記録されている圧
縮されたアナログ信号をアナログ／デジタル変換の後に
伸張するために用いられる。この方法の前提は、先行の
アナログ圧縮において用いられた圧縮関数をスタティッ
クにもダイナミックにも申分なく再び元に戻す、即ち適
切なアナログ伸張器をデジタル技術でシミュレーション
するデジタル伸張器である。

伸張器は、圧縮の前に形成された原信号を、ある程度の
残留歪を除いて復元することができる。アナログ伸張器
の出力側においてこのような場合は、例えば音響信号に
おいて聴覚器官において余り障害として感受されない圧
倒的に奇数次の高調波スペクトル線の発生により現れる
。

この高調波スペクトルにより音響信号の音色は僅かに変
化するのみである。これに対してデジタル伸張において
は、非常に障害となることのある非高調波スペクトルが
発生する。

発明が解決しようとする課題 本発明の課題は、望ましくないスペクトルを抑圧する又
は減衰する、デジタルダイナミック伸張方法及び装置を
提供することにある。

課題を解決するための手段 上記課題は、請求項１及び２に記載の特徴部分に記載の
特徴により解決される。有利な実施例はその他の請求項
に記載されている。

発明の効果 デジタルダイナミック伸張器の欠点は、障害非高調波ス
ペクトルを発生することにある。本発明の利点は、この
ような障害スペクトルを抑圧又は可及的に減衰すること
が可能であることにある。

実施例 第１図に示されているブロック回路図は、デジタルダイ
ナミック伸張器を示す。入力端子ＥＯから分岐１．・・
・、　　Ｑ、Ａ＋１．・・・、Ｌが分岐し、これらの分
岐の入力側はＥｌ、・・・、　ＥＱ。

Ｅ！Ｑ＋１．　　・・、ＥＬにより示されている。これ
らの分岐のうち分岐αだけが詳細に示されている。これ
らの分岐はすべて原理的に同一の構成を有するが、しか
し一般に、主にそれぞれのダイナミック特性を決める種
々のパラメータにより異なる。更に、入力端に設けられ
ている、種々の分岐への部分周波数帯の分割のためのフ
ィルタＦＳ、ＦＭは異なる。

フィルタＦＳ及び／又はＦＭは継続又は並列接続されて
いる部分フィルタから成る。このフィルタは、巡回デジ
タルフィルタとして正準形にて（１−１，Ｇｏｅｃｋｌ
ｅｒ著１ゞ音響技術のための調整可能なデジタルフィル
タ″（ｎＬｚ　Ａｒｃｈｉｖ第７巻（１９８５）第３冊
４７−５７頁第２図参照））又は状態空間構造（Ｚｕｓ
ｔａｎｄｒａｕｍｓｔ、ｒｕｋＬｕｒ）にて（西独特許
出願第３５２２４１１号明細書、第３５２２４１２号明
細書、第３５２２４１３号明細書、第３４３９９７７号
明細書参照）実施されている。

各分岐は１つの分岐点Ａｂで、信号路Ｓと測定路Ｍとに
分岐する。信号路Ｓにおいては先ず始めにフィルタＦＳ
により分岐信号分離が行われる。調整素子として動作す
る信号路乗算器ＳＭにより、伸張すべき信号が重み付け
され（増幅、減衰等）、これは、ここでは測定路Ｍから
信号路乗算器ＳＭの第２の入ノＪ側に供給され、最終的
には入力側ＥＱからの信号から導出される調整量ＳＧを
用いて行われる。補償乗算器ＭＳにおける定数ｋｓとの
乗算は補償のために行われる。

最後に、すべての分岐信号、即ち伸長器出力側Ａ１′、
・・・、ＡＭ、・・・ＡＱ＋１．・・・、ＡＬへのすべ
ての信号はデジタル加算器Ａｄにより、出力側ＡＯにお
けるデジタル伸張された全体信号Ａの形成のために加算
される。

測定路Ｍにおいて、分岐点Ａｂの後ろでフィルタＦＭに
おいて別の帯域制限が行われる。フィルタＦＭの出力信
号は、制御回路Ｒの中に設けられている測定路乗算器Ｍ
Ｍの入力側のうちの１つに供給される。補償のために測
定路乗算器ＭＭの出力信号は補償乗算器Ｍｍで定数ｋｍ
により重み付けされる。次いで絶対値形成器Ｂにおいて
絶対値形成操作（正負符号の抑圧）が行われ、次に加算
器Ａｌで補正定数の加算が行われ、更に制御回路Ｒの中
に振幅制限器ＳＩ、が設けられており、振幅制限器Ｓ　
Ｌには対数化器ＬＭが続く。線形値表示から対数値表示
への移行（αｉｎ／Ｑｏｇ）により、伸張型特性が対数
領域において線形であることが実現される。

対数値領域における第１の操作は、非線形伝達素子ＮＬ
Ｖにおける、レベルに依存する増幅である。次いで、値
１ｏの加算のための加算器Ａ２が続き、最後に、積分器
−制御区間において振幅制限器Ｓｚと、加算器Ａ３への
帰還路Ｒｆにおいて遅延素子Ｔ′とを有する積分器が続
く。

測定路ノードＭＭへ帰還される、制御回路Ｒの帰還路に
おいて積分器の出力信号は−ａにより重み付けされる。

重み付は手段Ｍ１として乗算器が用いられる。これに真
数化器ＤＧが続き、真数化器ＤＧにより信号は再び線形
値領域に逆変換される（Ｑｏｇ／Ｑｉｎ変換）。これは
、対数化器ＬＭにおける線形／対数変換に対する操作と
は逆に行われる。真数化器ＤＧの出力信号は測定路Ｍの
中の制御回路Ｒの中において調整量として用いられる、
即ち測定路乗算器ＭＭへ供給される。

積分器ひいては制御回路Ｒの出力信号からは更に、信号
路Ｓのための調整量ＳＧが、重み付は手段Ｍ２において
ａ・　（ｎ−ｍ）／ｍにより重み付けを行い、次いで測
定路Ｍの中の制御回路Ｒの帰還路における真数化器ＤＧ
に対応する真数化器Ｄ２において真数化することにより
導出される。パラメータｎ及びｍはスタティック特性、
即ちデジタル伸張器の増幅特性曲線の勾装置　／　ｍを
決める。パラメータａの選択によりデジタル伸張器のダ
イナミック特性を決めることができる。

本装置は、入力側ＥＱにおける一定の入力レベル０にお
いて、制御回路Ｒの出力側において、標本値から標本値
へ一定のままである信号が発生する、即ち調整量ＳＧも
一定のままであるように動作する。しかしながらこれら
の信号はレベルに依存し、従って信号路乗算器ＳＭによ
り信号路Ｓにおいてより大きい信号レベルが、より小さ
い信号レベルに比してより強く高められる（又はより小
さい信号レベルが、より大きい信号レベルに比してより
強く低下される）。これは即ち伸張器の目的である。信
号路乗算器ＳＭにより形成されている信号路ノードにお
いて再び所望の（圧縮の前に存在していた）原信号が発
生するように、入力側１１２におけるレベル上昇跳躍又
はレベル下降跳躍において、制御区間Ｒの出力側におい
て所定の移行特性が現れなくてはならない。この場合に
、いずれの移行特性を、アナログ／デジタル変換された
入ツノ側ＥＯに到来している入力信号を発生した圧縮器
が有するかを考慮しなくてはならない。圧縮器のこの移
行特性は通常は、上昇跳躍か下降跳躍かに依存して異な
る。上昇跳躍においては移行時間は非常に短く　（ミリ
秒領域）、下降跳躍においては比較的長い（秒領域）。

第１図に示されている伸張器が、対応する圧縮器の特性
に整合されているダイナミック特性を示すように、制御
区間において何よりも先ず、対数値領域においてレベル
に依存する増幅作用をする非線形伝達素子ＮＬＶが設け
られている。非線形伝達素子ＮＬＶは、後置接続されて
いる積分器と共働して、レベル上昇跳躍における伸張器
のダイナミック特性を決める。下降跳躍におけるダイナ
ミック特性即ち減衰は、主として加算器Ａ２に供給され
る定数１０により行われる。

これまでに例として、例えば西独特許出願第３８１５０
７９号明細書が基礎にしているデジタルダイナミック伸
張器のための実施例に基づいて説明した。障害スペクト
ルの抑圧又は減衰のための下記手段は前記ダイナミック
伸張器にも利用できるが、しかしこれから変形されてい
る各実施形態にも利用できる。

デジタルダイナミック伸張器における信号処理において
は、第１図に示されている前記実施例における絶対値形
成器Ｂ及び非線形増幅ＮＬＶ等の非線形操作も実行され
る。このような非線形操作は、使用信号スペクトルに対
して非高調波振動特性を有し従って障害作用を有する調
波振動の発生の原因である。いずれの障害スペクトルが
デジタルダイナミック伸張器により発生するかを、第２
図のスペクトル線図Ｓを用いて説明する。この場合ｆＡ
により、信号をデジタルダイナミック伸張器の後に通常
のように処理するのに用いる標本化周波数が示されてい
る。

この標本化周波数ｆＡは以下において正常標本化周波数
と呼称される。使用スペクトル即ち、伸張すべき信号の
スペクトルはｆｌにより示される。

例えば周波数ｆ１を有する信号がダイナミック伸張器の
入力側Ｅｆｆに加わっている場合には、この周波数ｆｌ
から測定路Ｍにおいて主に絶対値形■ 成型Ｂにより高調波周波数２１＜ｆｌ　（ｋ＝　１　、
２゜・・）が発生する。測定路Ｍの出力信号ＳＧの中に
含まれているこれらのスペクトルは信号路ノードの乗算
器ＳＭにおいて、まだ障害を受けていない、周波数ｆ１
の入力信号と混合される。これによりスペクトルｆｈ＝
　２　ｋｆｌ＋ｆ１＝　（２ｋ　＋１）ｆｌが発生する
。アナログダイナミック伸張器の場合にはこれらのスペ
クトルは僅かに障害となるのみである、何故ならばこれ
らのスペクトルは基本的に使用スペクトルｆ１に対して
高調波であるからである。しかしデジタルダイナミック
伸張において伸張器の中の標本化周波数が周波数ｆ１に
対して非高調波である場合には非高調波影像周波数（ｆ
Ａ　　３ｆ１．　２ｆＡ−５ｆｌ、・・・）が、標本化
された信号のスペクトルの周期的特性に起因して得られ
る。即ち、入力信号周波数ｆｌの主として奇数である高
調波（２に＋１）ｆｌが、標本化周波数（の１／２倍又
は１倍）又はその整数倍において鏡像的に現れる。鏡像
的に標本化周波数の１／２の上に位置する高調波スベク
トル（２に＋１）ｆｌは非高調波スペクトルに変形され
る。これらの障害非高調波スペクトルを抑圧又はできる
だけ強く減衰する手段をとるべきである。本発明におい
てはこのような手段は、デジタルダイナミック伸張器の
ために、正常標本化周波数ｆＡより高い標本化周波数ｆ
Ａ′を用いることから成る。

比ｆｘ　’　／　ｆＡを決めるために次の観点が重要で
ある。

１、実現化の実際上の理由から比ｆｘ’／ｆＡは一般に
（しかし必ずしも必要でない）整数〉ｌである。

２、ｆＡ′／ｆＡは、標本化周波数の１／２（ｆＡ’／
２）及び１倍（ｆＡ’）の整数倍において影像障害非高
調波スペクトルが、これらのスペクトルの障害が許容さ
れる又は無視できる程に小さい振幅値を有するように選
択しなければならない。

高調波振動の振幅は次数の増加につれて一般に減少する
と云う前提は与えられている。

第３図に示されているブロック回路図においては、先ず
始めにまだアナログ圧縮されている信号がアナログ／デ
ジタル変換器Ａ／Ｄにより、正常標本化周波数ｆＡより
高い周波数ｆＡ′でデジタル信号に変換され、このデジ
タル信号は、高められた標本化周波数ｆＡ′により伸張
される。

デジタルダイナミック伸張器Ｅ　Ｘ、　Ｐとしてこの場
合には、例えば第１図に示されている回路装置が使用で
きる。ダイナミック伸張器ＥＸＰの出力側ＡＯから、高
められた標本化周波数ｆＡ′で伸張された信号がデシメ
ーションフィルタＤＦに供給される。このデシメーショ
ンフィルタは、後続のデジタル信号処理の際に用いられ
る正常標本化周波数ｆＡへの標本化周波数ｆＡ′の低下
の作用をする。

第４図が示すように、圧縮されたアナログ信号はアナロ
グ／デジタル変換器Ａ／Ｄにおいて、正常標本化周波数
ｆＡより小さい、大きい又は等しい標本化周波数ｆＡｒ
Ｊでも変換することが可能である。後続の補間フィルタ
ＩＦは標本化周波数ｆＡ″をｆＡ′に高め、このように
してｆＡ′によす信号の伸張がデジタルダイナミック伸
張器で行われる。伸張器ＥＸＰの出力信号はその標本化
周波数において、前述のデシメーションフィルタＤＦで
ｆＡ′からｆＡへ低下される。

補間フィルタ及びデシメーションフィルタは、Ｒ，Ｅ、
Ｃｒｏｃｈｉｅｒｅ、　Ｌ、　Ｒ１Ｒａｂｉｎｅｒ著１
′マルチレートデジタル信号処理〃（Ｐｒｅｎｔ、ｊｃ
ｅ　１ｌａｌｌ　Ｉｎｃ。

社、Ｎ、Ｊ、州エンゲルウッドクリッフ所在、１９８３
年刊）に記載されている。

第１図に示されているデジタルダイナミック伸張器にお
いて、ｆＡＪＪからｆへ′（ｆＡ’＞ｆＡ）へ標本化周
波数を高めることは入ツノフィルタＦＳの後で初めて行
うと有利である。何故ならば、フィルタにより処理され
るべき信号の低い周波数は、より僅かなフィルタコスト
を要求するからである。従って、第５図に示すように、
補間フィルタＩＦを入力フィルタＦＳに後置接続する。

対応するデシメーションフィルタＤＦにおいてｆＡ′か
らｆＡへ伸張器量ツノ信号の標本化周波数を低下するこ
とは好適には、多くの並列接続されている伸張器ユニッ
トの、部分周波数帯に相応する出ノＪ信号を加算する加
算器Ａｄの出力側において行う。このようにして、個々
の伸張器ユニットの出力側Ａ　１　’、・・・、ＡＱ、
ＡＱ＋　１．・・・ＡＬの出力側にそれぞれ１つのデシ
メーションフィルタを設けることをせずに済む。

障害スペクトルの抑圧に関する別の改善は、特に測定路
Ｍの中の制御回路Ｒのために標本化周波数を、信号路Ｓ
における標本化周波数ｆＡ′に比してｆＡ″＞ｆＡ’へ
高めることにより得られる。

第６図に示すように、この目的で測定路Ｍの中のフィル
タＦＭに、標本化周波数ｆＡ′をｆＡ″に低下する補間
フィルタＩＦＩが後置接続されている。制御回路Ｒの後
でデシメーションフィルタＤＰＩにより再び、高められ
た標本化周波数ｆＡ９を、その弛は伸張器で用いられた
より低い標本化周波数ｆＡ′へ再び減少することが行わ
れる。

【図面の簡単な説明】

第１図はデジタルダイナミック伸張器のブロック回路図
、第２図はスペクトル線図、第３図。 第４図、第５図はダイナミック伸張器における標本化周
波数の変化のための種々の変形のブロック回路図、第６
図は標本化周波数の変化手段を有するる伸張器−測定路
のブロック回路図である。 ＡＯ・・・出力側、ＡＩ、Ａ２．Ａ３・・・加算器。 Ａｂ・・・分岐点、Ａｄ・・・デジタル加算器、Ｂ・・
・絶縁値形成器、Ｄ２．ＤＣ・・真数化器、ＤＦ・・デ
シメーションフィルタ、Ｅｏ・・・入力端子、ＥＩＥＬ
・・・入力側、ＥＸＰ・・デジタルダイナミック伸張器
＋　ｆｌ・・・伸張すべき信号のスペクトル。 ｆＡ・・・標本化周波数、ＩＦ・・補間フィルタ、Ｉ。 ・・・値、ｋｍ・・・定数、ＬＭ・・・対数化器１Ｍ・
・・測定路、Ｍｍ・・補償乗算器、ＭＭ・・測定器乗算
器。 ＮＬＶ・・・非線形伝達素子、Ｒ・・・制御回路、Ｒｆ
・・・帰還路、Ｓ・・・信号路、ｓｒ、、ｓｚ・・・振
幅制限器、ＳＭ・・・信号路乗算器、ＳＧ・・・調整量
、ｒ′・・遅延素子。 代理人　　弁理士　　矢　　野　　敏　　材Ｉ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、デジタル化され圧縮された信号のダイナミック伸張
   における望ましくないスペクトルの抑圧又は減衰方法に
   おいて、 デジタルダイナミック伸張において、伸張 された信号のデジタル後続処理の場合より高い標本化周
   波数を用いることを特徴とするデジタル化され圧縮され
   た信号のダイナミック伸張における望ましくないスペク
   トルの抑圧又は減衰方法。 ２、デジタルダイナミック伸張器（ＥＸＰ）における望
   ましくないスペクトルの抑圧又は減衰装置において、 伸張すべき信号を伸張後にさらに処理する 際に用いる正常標本化周波数（ｆ＿Ａ）に比して、伸張
   すべき信号の標本化周波数を高める第１の手段（ＩＦ）
   を設け、 伸張後に標本化周波数（ｆ＿Ａ′）を正常標本化周波数
   （ｆ＿Ａ）に低下する第２の手段（ＤＦ）を設けること
   を特徴とするデジタルダイナミック伸張器における望ま
   しくないスペクトルの抑圧又は減衰装置。 ３、デジタルダイナミック伸張器（ＥＸＰ）が信号路（
   Ｓ）と測定路（Ｍ）とを有し、信号路（Ｓ）から分岐す
   る測定路（Ｍ）が制御回路（Ｒ）を有し、制御回路（Ｒ
   ）の出力側は、信号路（Ｓ）の途中に設けられている信
   号路ノード（ＳＭ）に接続され、信号路（Ｓ）の入力側
   で測定路（Ｍ）の分岐点（Ａｂ）の前にフィルタ（ＦＳ
   ）を設け、フィルタ（ＦＳ）の通過領域を、ダイナミッ
   ク伸張が行われる周波数帯に調整し、フィルタ（ＦＳ）
   と分岐点（Ａｂ）との間に、標本化周波数を高める手段
   （ＩＦ）を設けることを特徴とする請求項２に記載のデ
   ジタルダイナミック伸張器における望ましくないスペク
   トルの抑圧又は減衰装置。 ４、フィルタ（ＦＳ）に供給される信号が、正常標本化
   周波数（ｆ＿Ａ）に比して等しい大きさの又はより低い
   又より高い標本化周波数（ｆ＿Ａ”）を有することを特
   徴とする請求項３に記載のデジタルダイナミック伸張器
   における望ましくないスペクトルの抑圧又は減衰装置。 ５、測定路（Ｍ）の途中で、制御回路（Ｒ）に供給され
   る信号の標本化周波数（ｆ＿Ａ′″）を、信号路（Ｓ）
   において用いられる標本化周波数（ｆ＿Ａ′）に比して
   高め、信号路ノード（ＳＭ）に接続される測定路（Ｍ）
   の出力側において、標本化周波数（ｆ＿Ａ′）への標本
   化周波数（ｆ＿Ａ′″）の低下を信号路（Ｓ）で行うこ
   とを特徴とする請求項３に記載のデジタルダイナミック
   伸張器における望ましくないスペクトルの抑圧又は減衰
   装置。