JPH02245683A

JPH02245683A - 干渉計方式の電波探知方法

Info

Publication number: JPH02245683A
Application number: JP6623389A
Authority: JP
Inventors: Toshio Kurimura; 栗村　俊男
Original assignee: Koden Electronics Co Ltd
Current assignee: Koden Electronics Co Ltd
Priority date: 1989-03-20
Filing date: 1989-03-20
Publication date: 1990-10-01

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、無線電波の方向探知方法に関し、基準線に対
する電波の到来角を測定して、方位角、仰角を求めるも
のである。

〔従来の技術〕

方向探知用アンテナとしては、ループアンテナとかアト
コックアンテナなどが用いられるが、これらはその原理
上小口径、つまり電波の波長に対して十分小さいことが
条件となっているので、その設置場所に対する擾乱電波
ないし同一電波が複数方向から到来する場合は、電波の
波面の乱れが直接影響して正確な方位測定ができない。

これに対してドツプラ方式とかウーレンウエーバ方式で
は、多数のアンテナを広大な範囲に設置して平均化を計
るから上述のような場合でも正確な方位測定ができる。

しかしこれら多数のアンテナを走査することが必要で、
少なくとも一周しなければ方位測定ができないのは当然
で、きわめて短時間発射される電波に対しては無力であ
る。受信機の帯域幅などの関係で、上記の走査速度をあ
まり速くすることはできない。

以上の難点を解決するものとして、最近干渉計方式が登
場してきた。干渉計は、元来、光の干渉を用いて、距離
を光の波長の何倍という形できわめて精密に測定する手
法であるが、干渉計方式の方位測定では２本のアンテナ
を電波の波長の数倍の間隔におき、位相差を拡大して方
位を精密に図るようにしたものである。しかも測定は２
本のアンテナの位相差を測定するだけですむので、短時
間の測定が可能になる。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記のように干渉計方式ではアンテナの間隔を波長の数
倍とするので、その位相差は３６０’を躯えて数回転す
る。しかし測定される位相差は正弦もしくは余弦関数値
から求められるため見掛は上３６０６以下の角度として
与えられる。そこで３６０＠のＮ倍の補正をして真の位
相差を求める必要が生ずる。この補正の具体的手法とし
ては、たとえば各アンテナ出力およびアンテナスパン長
、周波数等必要なデータをコンピュータに入力して複雑
な計算処理により補正を行なうことが考えられる。

本発明の目的は、必要な補正をきわめて簡単な計算処理
で自動的に行ない、方位に関する各種情報を与える測定
方法を提供することにある。方位に関する各種情報とは
、基準線、つまりアンテナのスパン線に対する到来角、
方位角、仰角である。

〔課題を解決するための手段〕

干渉計方式として、精度を上げるために、一対の無指向
性アンテナ（以下測定アンテナという）を、そのスパン
長を受信電波の波長より大きくとり、アンテナ間の位相
差を測定して、スパン線に対する電波の到来角を求める
。真の位相差を求めるにはスパン線上あるいはスパン線
に平行に、受信電波の波長より小さい間隔で、その間隔
が前記測定アンテナのスパン長のに倍（ｋ＜ｌ）となっ
ている１対の参照アンテナを設け、そのアンテナ間の位
相差を、前記測定アンテナのアンテナ間の位相差の測定
とともに測定し、前記測定アンテナで測定された測定値
（以下測定アンテナ測定値という）をに倍し、前記参照
アンテナの位相差の測定値と比較し、両者が測定誤差範
囲内で一致すれば測定アンテナ測定値を真の位相差とし
、一致しないときは前記測定アンテナ測定値に順次３６
０’を加算または減算してからに倍し、一致するまで演
算することにより、測定アンテナの真の位相差を定める
。到来角はスパン長と、上記で求めた真の位相差とから
定める。

ここで、参照アンテナは、スパン線上あるいはスパン線
に平行になっていればよいが、その参照アンテナの１つ
を測定アンテナの１つと共通にし、参照アンテナの他の
１つを測定アンテナのスパン線上に置けば、位相角測定
は３つのアンテナについて行なえばよいので実際的であ
る。

上記の方法で、アンテナのスパン線方向に対する電波の
到来角が求められるが、方向角・仰角は直角２方向に前
記の対になった測定アンテナを配置して、その測定アン
テナのそれぞれの位相差から求める。すなわち３個の無
指向性アンテナＡ。

Ｂ、Ｃを、アンテナＣを軸として、直角にアンテナＡ、
Ｂを配置し、Ａ／Ｃ，Ｂ／Ｃのスパン線上に、それぞれ
アンテナａ、ｂを設け、Ａ／Ｃ，ａ／ＣおよびＢ／Ｃ，
ｂ／Ｃをそれぞれ測定アンテナ、参照アンテナとしてア
ンテナＡ−Ｃ間の位相差、アンテナＢ−Ｃ間の位相差を
求め、側位相差の測定値から受信電波の方位角、仰角を
求める。

（作用）測定アンテナをＡ／Ｃとし、参照アンテナをａ／Ｃとし
て説明する。アンテナａはＡ、　／　Ｃのスパン線にあ
る。Ａ／Ｃのスパン長はＬで、ａ　／　Ｃのスパン長は
ｋＬである。Ａ、Ｃの位相差は、通常基準信号に対する
Ａの位相角とＣの位相角とを求め、その差を求める。と
ころで、干渉計方式では測定アンテナＡ／Ｃの真の位相
差は３６０°を数回まわった３６０°Ｎ＋θ（Ｏ≦θ＜
３６０’）になる。Ａ、　　Ｈの位相角の測定は基準信
号に対して求めるが、基準信号は、正弦もしくは余弦波
、つまりｓｉｎもしくはｃｏｓ波であり、絶対位相は把
握できないので、基準信号に対する位相角をＡ、　　Ｂ
で測定し、この差をとっても３６０”の数倍の位相の不
確定が生ずる。Ａ、Ｂの位相を直接比較して測定を行な
ったとしても同様である。

本発明では、特に設けた参照アンテナａ　／　Ｃのスパ
ン長を電波の波長以下としているから、ａとＣとの位相
差は正しく求まる。そして、ａ　／　Ｃのスパン長はＡ
／Ｃのスパン長しに対してｋＬになっているから、アン
テナＡ／Ｃの真の位相差のに倍は、アンテナａ　／　Ｃ
の位相差に等しい筈である０本発明では、３６０”の不
確定を除去するために、測定で得られたアンテナＡ／Ｃ
の位相差に仮りに３６００をＮ回順次加算しておいてに
倍し、アンテナａ　／　Ｃの位相差とその都度比較し、
所定の誤差範囲内で一致した場合に３６０°Ｎを加算し
た値が真の位相差になる。このように順次３６０″加算
する検証によって、自動的に真の位相差が求まるので、
正しくスパン線に対する電波の到来角を定められる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例および実施例を構成する各回路構
成について図面を参照−て説明する。

（１３先ず基準線に対する到来角測定方法につき説明す
る。第１図（′ｌ：ｌ）に示すようにアンテナは同一直
線上にＣ，ａ、Ａと３つのアンテナがあり、ＣＡ。

間のスパン長しは測定波長に対して十分大きくとる。Ｃ
ａ間のスパン長Ｌ′はｋＬ、たとえば１（−１／４とす
る。４＝２２のように２’（ｎ＝整数）とすると、ＣＰ
Ｕの計算もしくはハードウェアが簡易になる。スパン長
Ｌ′は測定周波数範囲を考えて、その最高周波数の波長
を超えないように選ぶ。アンテナＡ、ａ、Ｃは、その設
置場所が異なること、各アンテナ位相角測定における基
準信号に位相ジッタがありうることなどから、シンナナ
間の測定位相差にも誤差が入ってくる。作用の項で述べ
た位相差の一致検証には誤差範囲Ｃを考えて、εをあら
かじめ決めておく。ただしεは固定でなく、条件に応じ
適切に変えられるものとする。

ｋ＝１／４．＄−９０°とした場合の本方法による測定
を第１図（ａ）のフローチャートにより説明する。

このフローチャートでは、アンテナの位相角はたとえば
ＺＡで、またアンテナ間の位相差はたとえばＺＡＣと表
示しである。Ｓ２で各アンテナの基準信号に対する位相
角を読込む。この位相角の測定回路の実施例は後述する
。Ｓ３でアンテナ間の位相差ＺＡＣ，，ｊａｃを求める
。、ｊＡｃの位相差は見掛は上の値であり、補正を行な
う。そのために、先ずＳ４でｌａ　Ｃ−（１／　４）−
＜ＡＣを計算し、Ｐとする。本実施例ではａ　／　Ｃの
スパン長Ｌ′は波長以下であるが、なるべく大きくとり
、Ａ／Ｃのスパン長しは波長の数倍程度としている。そ
してＺＡＣは補正をしないかぎり３６０°以下であるか
ら１，４　ａ　Ｃは（１／４）ＺＡｃより最初は大きい
。測定誤差範囲（ε）でと−９０°としているので、さ
くＰとなり、この状況を判断できる。この判断にもとづ
きＳ５で３６０°を加算したＺＡＣを新しいＺＡｃとし
てＳ４に戻る。このＳ４、Ｓ５の繰返しにより３６０°
をＮ回加算してＰＩ３となれば、このときのＺＡＣが真
の位相差になる。そこで８６で、前記補正された真のＺ
ＡＣとスパン長りとから、第１図（ｂ）に示すように、（２π／λ）Ｌａｏｓ　　′＋′−ＩＡ　Ｃ（１）の関
係から甲が求まる。ここでλ：波長、′Ｐニスパン線に
対する電波の到来角である。３６０°を加算して行き、
補正がいきすぎると、Ｐが−εより小になる。このとき
はＳ７により３６０　’を減少させたｆＡｃの値を真値
としてＳ６で入射角型を計算する。ＺＡＣの補正は３６
０°Ｎの補正でＮさえわかればよいのであるから、εは
それ程小さくとらなくてもよい。実施例ではさく９０６
以下の値にとればよい。

（２）前述の方法によれば、波長の数倍程度の長さのス
パン長をもつ一対のアンテナを配置することによって、
そのスパン線に対する電波到来角を正確に測定できる。

次に方位角・仰角を求める方法について、第２図により
説明する。第２図（ａ）に示すように、直角方向に測定
アンテナＡ／Ｃおよび測定アンテナＢ／Ｃを配置する。

両者のスパン長は同一でＬとする。このときＣは、両方
向に対して共通のアンテナとしている。またＡ／Ｃスパ
ン線、Ｂ／Ｃスパン線上にそれぞれａ、ｂなるアンテナ
を配置する。上記アンテナのスパン長の大きさの条件は
＋１）項で述べたものと同一である。したがって、測定
アンテナＡ／Ｃの位相差、測定アンテナＢ／Ｃの位相差
の補正を、アンテナａ　／　Ｃ。

ｂ／Ｃの位相差を参照してなしうろことができ、直交す
る２方向に対する２つの方向に対して電波の到来角が求
まる。

方位角、仰角は、第３図に示すようにθ（Ｃ／Ａスパン
線に対する角で示す）およびΦである。

この図で点線で示した小円はそれぞれアンテナＣ／Ａ、
アンテナＣ／Ｂで観測される位相差から求められる到来
角ＶＡ、Ｖ、に相応する０球面上で上記到来角Ｖ、、Ｖ
、に相応する小円の交点Ｓが電波の到来方向であり、Ｓ
と天頂を含む大円と水平面との交線が方位角θを示し、
その大円面内でＣＳが仰角φをもつことになる。計算処
理をするには次の関係を用いる。

ｚＡＣ−（２７ｒ／λ）　　Ｌｃｏｓ　θ　ｃｏｓφＺ
ＢＣ−（２π／λ）　Ｌｓｉｎ　θ　ｃｏｓφ　　（２
）θ−ｔａｎ−’ＣＩＢ　Ｃ／／Ａ　Ｃ）Φ−ｃｏｓ−
’　（ｆＡｃ／（２π／λ）　Ｌｃｏｓθ〕前に述べた
ように、ＺＡＣ，’ｆＢｃはアンテナＡ／Ｃの位相差、
アンテナＢ／Ｃの位相差であるが、アンテナａ、ｂを用
い補正した真値である。

上記の式の計算によるθ、ΦはＲＯＭを利用して求める
ことができる。通常ＲＯＭの内容は第１象限のデータの
み格納しておいて、ＺＡＣ，ＺＢｃの符号関係により方
位の象限を定める。

方位角、仰角の測定には、各アンテナＡ、Ｂ。

Ｃ，ａ、ｂについて、基準信号に対する位相角を求め、
Ｚｃａ、ＺＣｂと比較して、真のｆｃＡ。

ＺＣＢを求める。この場合側るべきアンテナの位相角は
６個（もしくは５個）になるが、時分割的に測定を行な
うとすれば、３系統（３チヤネル）の位相角測定回路が
あればよい。たとえば、最初Ａ。

Ｂ、Ｃについて各位相角測定後、ａ、ｂ、Ｃを測定する
か、あるいはＡ、ａ、Ｃの位相角測定後Ｂ。

ｂ、Ｃの位相角を測定するようにする。

なお、上記実施例では、アンテナＡ／Ｃ，Ｂ／Ｃのスパ
ン長は同一でＬとしたので、方位角θはアンテナの位相
差のデータ比から求められた。同一でない場合には適宜
補正すればよい。また式に見るように、この場合、方位
角は周波数に無関係に求められるので、方位角のみの測
定には周波数を知っておく必要はない。

（３）方向探知機としては、最少３チヤネルの位相角測
定回路が必要で、位相角測定はｃｐｕを含めてデータ処
理を行なう。以下３チヤネル受信系の位相測定回路の概
略構成を第４図に示す。

最初に、位相角測定の原理につき、説明する。

位相角測定は基準信号に対する位相角として求める。基
準信号ｅＪ″ｔは直交する２成分（ｃｏｓωｔ。

ｓｉｎωｔ）として分割して、受信信号と各々積をとり
、ｃｏｓωを方向、　ｓｉｎωを方向の成分を求める方
法による。この積は、受信信号がｃｏｓ（Ｊ）ｔに対し
てδの位相をもつものとして２ｃｏｓ（ωｔ＋δ）・ｃｏｓωｔ＝ｃｏｓ２（ωｔ＋
δ）＋ｃｏｓδ−ＸＩ’ ２　ｃｏｓ　（ωｔ＋δ）・ｓｉｎωｔ　＝　ｃｏｓ　
２　（ωｔ＋δ）＋ｓｉｎδ−Ｙｌ’　　　　　　　　
　　　　　　　　　ｆ３）ＸＩ’、Ｙｌ’となる。ＸＩ
’、Ｙｌ’は２倍周波数底分を含み、１周期積分すれば
、この成分は零となり、Ｘ　１　＝ｃｏｓ６　　Ｙ　１　＝ｓｉｎδδ＝　ｊａ
ｎ−’（Ｙ　１　／　Ｘ　１　）　　　　　　　　　（
４）としてδが求まる。したがってＸＩ、Ｙｌの符号も
考慮すれば基準信号に対するチャネル信号の位相角をＯ
″〜３６０’〜３６０’範囲ができる。

基準信号としては、位相角測定に対しディジタル信号処
理が可能な周波数の信号とする必要がある。３チヤネル
の周波数変換に対して、位相ずれが生じないように、本
発明では、位相角の測定周波数（１５０ｋＨｚ）に変換
する周波数変換部で、ＦＭキャンセルの方法をとってい
る。第４図は測定装置の概略図で、中間周波数４５５ｋ
Ｈｚ信号を入力して、ＣＰＬＪのバス４０１に接続する
までの部分について図示しである。なお周波数変換部以
降は３チヤネルが同一構成であるから１チヤネルのみ構
成を表示している。

まず、ＦＭキャンセルについて説明する。入力信号Ｅ　
Ａ、　Ｅ　＊、　Ｅ　ｃはアンテナＡ、Ｂ、Ｃの受信信
号（４５５ｋＨｚのＩＦ倍信号で、Ｅｃに１５０ｋＨｚ
の基準周波数を加えて第２０−カル信号周波数として、
これを用いてＥ　Ａ＋　Ｅ　ｌ＋　Ｅ　ｃを周波数変換
して１５０ｋＨｚとする。図において、発振器３１０は
１５０ｋ）Ｉｚの発振器で、その出力をＥ、のＩＦフィ
ルタ３００の出力と周波数変換器３１１で混合して、６
０５ｋＨｚのフィルタ３１２を介して、第２０−カル信
号３１２ａとする。この第２０−カル信号３１２ａをロ
ーカルとして周波数変換器ｉｏｔ、２０１，３０１によ
り、Ｅａ、Ｅａ。

Ｅ、信号をすべて１５０ｋＨｚに変換する。ここで１０
２．２０２，３０２は各チャネルの１５０ｋＨｚのフィ
ルタである。上記のＦＭキャンセルにより、各チャネル
は同一の周波数に変換され、しかも相互の位相関係が保
持される。さらにディジタル信号処理部１２０，２２０
．３２０の処理クロックは前記発振器３１０の基準周波
数１５０ｋＨｚと同期して、生成される。１５０ｋｆｌ
ｚに変換された各チャネル信号の基準信号に対する位相
角がディジタル信号処理部１２０，２２０．３２０で求
められ、その位相データは、バス４０１を介してｃｐｕ
　ｃ図示されていない）に送られる。

以下、ディジタル信号処理部１２０における位相角測定
について説明する。基準信号はＣｏｓ関数の波形のデー
タ、ｓｉｎ関数の波形のデータを記憶しているＲＯＭ４
００Ａ、、　Ｉ？！ＯＭ４００　Ｂの出力と１５０ｋＨ
ｚの変換信号との積をとり、直交する２方向酸分を抽出
する。ＲＯＭ４００Ａ、、ＲＯＭ４００Ｂは基準クロッ
ク１５０ｋｌｌｚでｃｏｓ、ｓｉｎデータが符号データ
Ｐ、Ｑとともに出力される。

１５０ｋｔ！ｚ変換信号は両波整流回路１０３から、そ
の振幅信号１０３ａと符号信号１０３ｂとが分離して出
力される。これはディジタル回路処理が正値として取扱
うのが便利であるため、振幅のみ処理し、別に符号信号
１０３ｂと符号データＰ。

Ｑとから、各成分の符号データを求めておき、この符号
データを振幅データととも妃、バス４０１に送るように
するためである。符号信号１０３ｂは正振幅期間中、た
とえば“１゛を出力し、負振幅期間中は“０″を出力す
る。この符号信号１０３ａとＲＯＭ４００Ａの符号デー
タＰとはＥＸ−ＯＲ回路１０４に入力し、方位成分を抽
出するときに１５０ｋＨｚ変換信号と、ｃｏｓ関数（Ｒ
ＯＭ４００Ａの出力）とが同一符号のときにＥＸ−ＯＲ
回路１０４の出力は“０”となり、同一符号でないとき
は“１”を出力する。両波整流器１０３の振幅信号１０
３ａは、乗積回路１０５において、ＲＯＭ４００Ａの振
幅信号Ｘと積をとることで、基準信号に対する余弦成分
（ｃｏｓ成分）が出力される。この乗積回路１，０５は
精度をあげるためにＤ／Ａコンバータヲ用いている。Ｄ
／Ａコンバータのデータ端子に、Ｘを印加し、基準電圧
端子に変換信号１０３ａを印加すれば、出力は両者の積
に相当するアナログ信号となる。このアナログ信号を積
分すれば（４）式のＸ　１　（ｃｏｓδ）に比例する値
が得られるが、アナログ処理では精度が出ないので、Ｘ
Ｉ’、Ｙｌ’をＡ／Ｄ変換して、ディジタル信号として
ＣＰＵで処理する。そのため、Ｓ／Ｈ回路１０６．Ａ／
Ｄ変換器１０７が、変換開始信号（Ｓ　ＯＣ）の入力と
ともに一周期に８サンプル、すなわち４５″ずつＡ／Ｄ
変換する。Ａ／Ｄ変換データはラッチ回路ｉｏｓにＥＸ
−ＯＲ回路１゜４の符号データとともにラッチする。−
周期終了するとラッチ回路１０８のデータをメモリ１０
９に書込む。メモリ１０９に書込むデータは、数周期分
とし、ＣＰＵ演算におけるデータの信頼度をたかめる。

以上は、１５０ｋＨｚ変換信号の余弦成分を抽出する系
統であるが、同様に正弦成分を抽出する系統がディジタ
ル信号処理部１２０の下段に示しである。この場合ＲＯ
Ｍ４００Ｂの符号データＱと、ＹデータとがそれぞれＥ
Ｘ−ＯＲ回路１０４Ａ、乗積回路１０５Ａに送られる。

後続の諸回路は同一で所要データはメモリ１０９　Ａ、
に書込まれる。

アンテナＡに関する受信電波と同様に、アンテナＢ、Ｃ
について、データ処理がなされ、各ディジタル信号処理
部１２０，２２０，３２０の各メモリに所要データが書
込まれた後、ディジタル信号処理部１２０のゲート回路
１１０．ｌｌ０Ａおよび他のディジタル信号処理部２２
０，３２０のゲート回路が、順次メモリ読取り信号で開
かれ、データがバス４０１を経て、ＣＰＵ　（図示して
いない）へ取込まれる。ディジタル信号処理部１２０．
２２０．３２０の各部のタイミングはＣＰＵにより制御
される。

以上のアンテナＡ、Ｂ、Ｃの位相データが得られた後、
次にアンテナａ、ｂ、Ｃに切替え、同様に位相データを
得る。これらのデータから第５図に示す手順によりｃｐ
ｕは位相角、方位角、仰角の演算をなす。アンテナＡに
ついて説明すると、ＸＩ’、Ｙｌ’デー゛夕、符号デー
タを読込み、平均化（周期積分）を行なう。そして平均
化したＸｉ、Ｙｌの比γを計算する。このときγく１な
るように比をとる。ここでＸｉ＞ＹｌかＸｉ＜Ｙｌかの
情報を保持しておき、後の４５６〜９０６の補正に利用
する。ｊａｎ−’γのテーブルはｒ＜１のみ記入されて
いるので、４５″以下のｔａｎ−’ｒの角度としてデー
タが得られ、そこで次に４５゜〜９０８範囲ならば補正
する。そしてさらに読込んだＸｉ’、Ｙｌ’の符号デー
タから象限補正を行なうことで３６０°未満の数値とし
て位相角が得られる。アンテナＢ、Ｃについても同様で
ある。

次にアンテナａ、ｂ（場合によってはアンテナＣを含む
）について同様の位相角を得てから、アンテナＡ／Ｃ，
Ｂ／Ｃの位相差を、３６０°Ｎの補正を経て正しく求め
る。そして、次に方位角・仰角を求める。

（４）前（３）項で述べた測定装置では、ハード的には
Ｘｉ’、Ｙｌ’データを得るまで、ハード的に行ない、
平均化等の後の処理はｃｐｕの演算によっていた。ｃｐ
ｕは６チヤネルについて処理するので、かなり負担が大
である。そこで、平均化処理（積分）をカウンタを利用
して行なう別の装置について述べる。

第６図が回路ブロック図で、ここでは具体的回路構成は
Ｃチャネルのみ示している。カウンタを使用するので、
ディジタル信号処理は１２．５ｋ　Ｈｚと低い周波数に
する。第２０−カル信号は、Ｃチャネルの４５５ｋＨｚ
周波数に変換器３１１’で、ＲＯＭ４００Ａの出力をＤ
／Ａ変換器３１０′でアナログ波とした１２．５ｋ）ｌ
ｚを加え、フィルタ３１２′を経て４６７．５ｋ）ｌｚ
として作成される。この第２０−カル信号を周波数変換
器３０１′に印加し、４５５ｋＨｚ変換信号を１２．５
ｋＨｚに変換する。３０２′はフィルタ、３０３はリミ
ッタ、３０４はフィルタである。リミッタ３０３゜フィ
ルタ３０４でＡＧＣの機能をもたせている。

両波整流器３０５で、振幅と正負符号とを分離する。以
下、ＲＯＭ４００Ａ、ＲＯＭ４００Ｂのｃｏｓ出力、ｓ
ｉｎ出力とそれぞれ乗積をとる。この乗積回路３０６，
３０６ＡはＤ／Ａ変換器を利用する。ここまでは前（３
）項とほぼ同一であるが、乗積回路３０６，３０６Ａの
出力は、Ｖ／Ｆ変換して振幅に比例する周波数に変換す
る。

このＶ／Ｆ変換器３０７，３０７Ａの出力はゲート３０
８，３０８Ａを所定の周期だけ開いて、カウンタ３０９
，３０９Ａでカウント値として計測される。このカウン
タ３０９．３０９Ａはアップダウンカウンタで、Ｕ／Ｄ
切替はＥＸ−ＯＲ回路３１３．３１３Ａの出力でなされ
る。ＥＸ−ＯＲ回路３１３，３１３Ａは乗積をとる１２
．５ｋｌ（ｚ信号とｃｏｓ、ｓｔｎ波信号とが符号が同
一であれば“０”、異符号では“１”となり、前者の場
合アップし、後者の場合ダウンとする。ゲート３０８．
３０８Ａを開く期間により、カウンタの積算時間が任意
に設定されるので、自由に所望の平均化を行なうことが
できる。カウンタ３０９．３０９Ａおよび他のＡチャネ
ル、Ｂチャネルのカウンタにラッチされているカウント
値はゲート３１４゜３１４ＡおよびＡチャネル、Ｂチャ
ネルのゲートを順次開放して、バス４０１によりＣＰＵ
にとりこむことができる。

〔発明の効果〕

以上、説明したように、本発明は干渉計方式の電波方向
探知方法を実用化したものである。干渉計方式では、２
本のアンテナを大きなスパン長に設置し、その位相差を
大きくすることで測定精度を上げうろことに特長がある
。しかし位相差測定には３６０°の位相の不確定性が伴
うので、この不確定を除く必要がある。

本発明では、アンテナのスパン長が測定周波数において
波長以下になる参照アンテナを測定アンテナのスパン線
上もしくはスパン線に平行におき、この参照アンテナの
位相差を参照して真のアンテナ位相差を得る補正を可能
としている。また、方位角測定には、直角方向に、干渉
計方式の測定アンテナを配列することで方位角を求める
ことができる。

従来の方位角測定を行なうアトコック方式等ではアンテ
ナ間の位相差を数１０°以下にするので、外界の波乱お
よび受信装置の位相誤差の影響をうけやすい。ドツプラ
方式のごとく外界の影響を軽減するため大きいスパンに
わたって、アンテナを配置し、その平均値をもとめる方
法では、必要とするアンテナ数が極めて多数になるが、
本発明では、少数のアンテナにより、前述のごとき難点
をもたない干渉計方式の方位・仰角測定方式を簡単に実
現することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の実施例である基準線に対する電波の
到来角測定方法、第２図は方位角・仰角測定の場合のア
ンテナ配置図、第３図は立体的な角度表示、第４図は測
定装置の要部ブロック図、第５図は方位角・仰角の測定
手順を示す図、第６図は第４図と異なる測定装置の要部
ブロック図である。１０１．２０１，３０１−一周波数変喚器、３１０−・
−発振器、　３１１−周波数変換器、１０２．２０２，
３０２，３１２−−フィルタ、１２０．２２０，３２０ディジタル信号処理部、１０３・・−両波整流器、１０４、　１０４　Ａ−ＥＸ−ＯＲ回路、１０５．１０
５Ａ−・乗積回路、１０７，１０７Ａ・・・Ａ／Ｄ変換器、１０８、　１０
８Ａ−ラッチ回路、１０９．１０９Ａ・・−メモリ、１１０、ｌｌ０Ａ−・−ゲート回路、４０　Ｑ　Ａ、　　４００　Ｂ　−−ＲＯＭ（ｃｏｓ、
５ｉｎ）、４０１・−バス、３０５−・−両波整流器、３０６．３０６Ａ・・−乗積回路、３０７．３０７Ａ−・・Ｖ／Ｆ変換器、３０８、　３０
８Ａ、　　３１４．　３１４Ａ・−・ゲート、３０９．
３０９Ａ・・・（アップダウン）カウンタ、３１３．３
１３Ａ−・−ＥＸ−ＯＲ回路。特許出願人　　株式会社光電製作所代理人　　弁理士　　　佐藤秋比古第２図し第５図Ａ（ａ）Ｂ（ｂ）

Claims

【特許請求の範囲】１、１対の無指向性アンテナ（以下測定アンテナという
）のスパン長を受信電波の波長より大きくとり、測定ア
ンテナの各無指向性アンテナ間の受信電波の位相差を測
定して得た測定値（以下測定アンテナ測定値という）に
もとづき、測定各アンテナを通るスパン線に対する電波
の到来角を求める干渉計方式の到来角測定方法において
、ａ、前記スパン線上あるいは前記スパン線と平行線上
に、受信電波の波長より小さく、かつ前記スパン長のｋ
倍（ｋ＜１）の間隔をもつ一対の無指向性アンテナ（以
下参照アンテナという）を設け、ｂ、前記参照アンテナの各無指向性アンテナ間の位相差
（以下参照位相差という）を測定し、ｃ、前記測定アン
テナ測定値をｋ倍して、前記参照位相差の測定値（以下
参照測定値という）と比較し、両者が所定の誤差範囲内
で一致すれば前記測定アンテナ測定値を真の位相差とし
て定め、一致しないときは前記測定アンテナ測定値に順
次３６０°を加算または減算してからｋ倍し、前記参照
測定値と所定の誤差範囲内で一致するまで演算すること
により、前記真の位相差を定め、ｄ、前記スパン長と前
記真の位相差とにもとづいて前記スパン線に対する電波
の到来角を求めることを特徴とする電波到来角測定方式
。２、３個の無指向性アンテナＡ、Ｂ、Ｃを、アンテナＣ
を軸として、直角にアンテナＡ、Ｂを配置し、Ａ／Ｃ、
Ｂ／Ｃのスパン線上に、それぞれアンテナａ、ｂを設け
、Ａ／Ｃ、ａ／ＣおよびＢ／Ｃ、ｂ／Ｃをそれぞれ前記
測定アンテナおよび前記参照アンテナとしてアンテナＡ
・Ｃ間およびアンテナＢ・Ｃ間の前記真の位相差を、第
１の真の位相差および第２の真の位相差として定めるこ
とにより、前記第１の真の位相差および前記第２の真の
位相差にもとづいて受信電波の方位角および仰角を求め
ることを特徴とする電波探知方法。３、請求項１または請求項２の測定方法において、各ア
ンテナの信号を内部の基準信号と同じ周波数に変換し、
これらを両波整流回路により振幅成分と符号成分に分解
し、該振幅成分と基準信号の正弦波・余弦波に対するそ
れぞれの乗積を作るとともに、前記符号成分の符号と前
記正弦波・余弦波の符号との論理積をもって前記乗積成
分の符号として乗積成分の積分を行ない、これら２系統
の積分結果の比をとることにより各アンテナ信号の基準
信号に対する位相角を求めることを特徴とする電波到来
角測定方法。４、請求項１または請求項２において、各アンテナの信
号を内部の基準信号と同じ周波数に変換し、これらを両
波整流回路により振幅成分と符号成分に分解し、該振幅
成分と基準信号の正弦波・余弦波に対するそれぞれの乗
積を作り、これらをＶ／Ｆ変換して乗積成分に比例する
周波数の信号に変換して、周波数カウンタによりそれぞ
れ計数するとともに、前記符号成分の符号と前記正弦波
・余弦波の符号との論理積をもって前記カンウタのアッ
プ・ダウンを制御して、前記２系統の計数結果の比をと
ることにより各アンテナ信号の基準信号に対する位相角
を求めることを特徴とする電波到来角測定方法。