JPH02247708A - 電源回路 - Google Patents
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- JPH02247708A JPH02247708A JP1067469A JP6746989A JPH02247708A JP H02247708 A JPH02247708 A JP H02247708A JP 1067469 A JP1067469 A JP 1067469A JP 6746989 A JP6746989 A JP 6746989A JP H02247708 A JPH02247708 A JP H02247708A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC
- G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices
-
- G—PHYSICS
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- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/625—Regulating voltage or current wherein it is irrelevant whether the variable actually regulated is AC or DC
- G05F1/63—Regulating voltage or current wherein it is irrelevant whether the variable actually regulated is AC or DC using variable impedances in series with the load as final control devices
- G05F1/648—Regulating voltage or current wherein it is irrelevant whether the variable actually regulated is AC or DC using variable impedances in series with the load as final control devices being plural resistors among which a selection is made
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は電源回路、特に電源電池の出力を所定の電圧変
換方式により構成された電圧変換部により変換し出力す
るとともに、不連続に分圧抵抗値を調節可能な抵抗回路
により出力電圧を分圧し前記電圧変換部に入力し出力電
圧を制御する電源回路に関するものである。
換方式により構成された電圧変換部により変換し出力す
るとともに、不連続に分圧抵抗値を調節可能な抵抗回路
により出力電圧を分圧し前記電圧変換部に入力し出力電
圧を制御する電源回路に関するものである。
［従来の技術］
従来より、Ｄ Ｃ７０Ｃコンバータ、シリーズレギュレ
ータなどの電圧変換回路を用いて、電池などの電源の出
力電圧を昇圧または降圧して使゛用する技術が知られて
いる。
ータなどの電圧変換回路を用いて、電池などの電源の出
力電圧を昇圧または降圧して使゛用する技術が知られて
いる。
この種の装置では、出力電圧を可変制御する場合、変換
回路の出力電圧を抵抗で分圧し、その値を変換回路にフ
ィードバックする構造とし、フィードバック電圧を可変
抵抗や、スイッチ切り換えされる抵抗などにより調節し
て出力電圧を連続的に切り換える技術が知られている。
回路の出力電圧を抵抗で分圧し、その値を変換回路にフ
ィードバックする構造とし、フィードバック電圧を可変
抵抗や、スイッチ切り換えされる抵抗などにより調節し
て出力電圧を連続的に切り換える技術が知られている。
［発明が解決しようとする課題］
上記のうち特に５Ｖ、６Ｖ、９Ｖなどのように段階的に
出力を切り換える場合には、電圧切換時に入力側の電池
電圧の内部抵抗に応じて電圧降下が生じるが、この電圧
降下は従来ではあまり重要視されていないようである。
出力を切り換える場合には、電圧切換時に入力側の電池
電圧の内部抵抗に応じて電圧降下が生じるが、この電圧
降下は従来ではあまり重要視されていないようである。
可変抵抗などを用いて出力電圧を連続的に変化させる方
法では、通常の操作速度では電池電圧の急激な変化は見
られないが、抵抗をスイッチ切り換えして電圧を段階的
に可変する場合、出力電圧を低い値から高い値に変化さ
せようとすると、出力コンデンサに電池からチャージ電
流が急激に流れ、電池の端子電圧は著しく降下し、電圧
変換器の変換効率が低下する。
法では、通常の操作速度では電池電圧の急激な変化は見
られないが、抵抗をスイッチ切り換えして電圧を段階的
に可変する場合、出力電圧を低い値から高い値に変化さ
せようとすると、出力コンデンサに電池からチャージ電
流が急激に流れ、電池の端子電圧は著しく降下し、電圧
変換器の変換効率が低下する。
また、電池電圧が復帰するためにはある程度の時間が必
要であるので、この間に電子機器に内蔵される電流消費
の大きい部材、たとえばプリンタなどが動作すると電圧
降下はさらに著しくなり、このような現象を繰り返すと
最終的には電池寿命に影響を与えることになる。
要であるので、この間に電子機器に内蔵される電流消費
の大きい部材、たとえばプリンタなどが動作すると電圧
降下はさらに著しくなり、このような現象を繰り返すと
最終的には電池寿命に影響を与えることになる。
また、電池電圧の降下状態によって電池交換時期を判定
し、電池寿命を警告する技術が知られているが、この場
合には上記のような電圧降下により誤った時点で警告を
発してしまう恐れがある。
し、電池寿命を警告する技術が知られているが、この場
合には上記のような電圧降下により誤った時点で警告を
発してしまう恐れがある。
本発明の課題は、以上の問題を解決し、電池の急激な電
圧降下を防止し、また、電源電圧検出に基づく制御に影
響を与えない電圧制御方式を提供することにある。
圧降下を防止し、また、電源電圧検出に基づく制御に影
響を与えない電圧制御方式を提供することにある。
［課題を解決するための手段］
以上の課題を解決するために、本発明においては、電源
電池の出力を所定の電圧変換方式により構成された電圧
変換部により変換し出力するとと力覚圧を制御する電源
回路において、前記抵抗回路の所定抵抗素子と並列に抵
抗の電圧変化速度を制御する手段を接続する構成を採用
した。
電池の出力を所定の電圧変換方式により構成された電圧
変換部により変換し出力するとと力覚圧を制御する電源
回路において、前記抵抗回路の所定抵抗素子と並列に抵
抗の電圧変化速度を制御する手段を接続する構成を採用
した。
［作 用］
以上の構成によれば、前記電圧変換部にフィードバック
される制御電圧の変化をゆるやかにし、電圧切換え時の
ラッシュ電流による電池の電圧降下を小さくできる。
される制御電圧の変化をゆるやかにし、電圧切換え時の
ラッシュ電流による電池の電圧降下を小さくできる。
［実施例］
以下、図面に示す実施例に基づき、本発明の詳細な説明
する。
する。
第１図は本発明を採用した電源装置の構造を示している
。
。
第１図において符号１は電池、符号２は電池１の出力電
圧ＶＢを装置に必要な電圧Ｖ ０ＩＩＴに変換するため
の電圧変換回路で、スイッチングレギュレータやシリー
ズレギュレータなどにより構成される。
圧ＶＢを装置に必要な電圧Ｖ ０ＩＩＴに変換するため
の電圧変換回路で、スイッチングレギュレータやシリー
ズレギュレータなどにより構成される。
電圧変換回路２の出力電圧Ｖ ＯＵＴは、第１図の回路
が内蔵される電子機器、あるいは別体の電子機器の構成
回路に供給される。
が内蔵される電子機器、あるいは別体の電子機器の構成
回路に供給される。
電圧Ｖ ＯＵＴは、抵抗４、抵抗値制御回路５により分
圧され、この分圧値ＶＲは電圧変換回路２にフィードバ
ックされる。電圧変換回路２は、ツェナーダイオードな
どにより形成された所定の基準電圧と、上記フィードバ
ック電圧ＶＲを比較し、その比較出力に応じてスイッチ
ングデユーティ比（あるいは電源ラインを制御するトラ
ンジスタの導通度）などを変化させ、出力電圧Ｖ ＯＵ
Ｔを所定の電圧に制御する。
圧され、この分圧値ＶＲは電圧変換回路２にフィードバ
ックされる。電圧変換回路２は、ツェナーダイオードな
どにより形成された所定の基準電圧と、上記フィードバ
ック電圧ＶＲを比較し、その比較出力に応じてスイッチ
ングデユーティ比（あるいは電源ラインを制御するトラ
ンジスタの導通度）などを変化させ、出力電圧Ｖ ＯＵ
Ｔを所定の電圧に制御する。
抵抗値制御回路５は、スイッチ切り換えされる直列抵抗
（あるいは可変抵抗）などにより構成され、制御信号Ｃ
０ＮＴに応じて抵抗値制御回路５の抵抗値を制御する。
（あるいは可変抵抗）などにより構成され、制御信号Ｃ
０ＮＴに応じて抵抗値制御回路５の抵抗値を制御する。
出力電圧Ｖ ＯＵＴと接地電位ＧＮＤの間には、出力電
圧が負荷によってあまり変動しないようにする安定化の
ための平滑コンデンサ６が挿入されている。
圧が負荷によってあまり変動しないようにする安定化の
ための平滑コンデンサ６が挿入されている。
以上までに示した構成は、従来装置と同じであるが、本
実施例では抵抗４をコンデンサ３と並列に接続しである
。
実施例では抵抗４をコンデンサ３と並列に接続しである
。
コンデンサ３は、抵抗４、抵抗値制御回路５によって出
力電圧Ｖ ＯＵＴが低い電圧から高い電圧に変化する時
に、電池１からコンデンサ６に流れるチャージ電流の流
れを制限し、出力電圧Ｖ ＯＵＴの上昇変化がゆるやか
になるようにするためのラッシュ電流防止用のものであ
る。
力電圧Ｖ ＯＵＴが低い電圧から高い電圧に変化する時
に、電池１からコンデンサ６に流れるチャージ電流の流
れを制限し、出力電圧Ｖ ＯＵＴの上昇変化がゆるやか
になるようにするためのラッシュ電流防止用のものであ
る。
第２図に、第１図の回路をより具体的に示す。
第２図において電圧変換回路２は、公知の昇圧形Ｄ Ｃ
７０Ｃコンバータ回路で構成されている。
７０Ｃコンバータ回路で構成されている。
ここで、第２図の電圧変換回路２の構成および動作につ
き簡単に説明する。
き簡単に説明する。
第２図において、電源スィッチ１１により電源が投入さ
れていて、電圧Ｖ ０ｔｌＴがある値に設定されている
とする。この時の出力電圧Ｖ ０１ｌＴは、抵抗４（抵
抗値Ｒ）と抵抗値制御回路５中の抵抗３０（抵抗値Ｒ２
）、３１（同Ｒ１）、３２（同ＲＯ）のいずれかとで分
圧された電圧ＶＲを電圧変換回路２にフィードバックす
ることで決定される。抵抗値制御回路５の抵抗３０．３
１は、アナログスイッチ２８．２９によりそれぞれ独立
して接地可能となっており、この構成により抵抗値制御
回路５の合成抵抗を所望の出力電圧値に調節できる。
れていて、電圧Ｖ ０ｔｌＴがある値に設定されている
とする。この時の出力電圧Ｖ ０１ｌＴは、抵抗４（抵
抗値Ｒ）と抵抗値制御回路５中の抵抗３０（抵抗値Ｒ２
）、３１（同Ｒ１）、３２（同ＲＯ）のいずれかとで分
圧された電圧ＶＲを電圧変換回路２にフィードバックす
ることで決定される。抵抗値制御回路５の抵抗３０．３
１は、アナログスイッチ２８．２９によりそれぞれ独立
して接地可能となっており、この構成により抵抗値制御
回路５の合成抵抗を所望の出力電圧値に調節できる。
アナログスイッチ２Ｂ、２９の開閉は、それぞれＩＩＪ
御信呼信号１．Ｌｌ（第１図のＣ０ＮＴ）により！！Ｉ
Ｉ御される。ここで、制御信号Ｌｌ 、Ｌ２はそのハイ
レベルにより抵抗３０ないし３１を接地する。
御信呼信号１．Ｌｌ（第１図のＣ０ＮＴ）により！！Ｉ
Ｉ御される。ここで、制御信号Ｌｌ 、Ｌ２はそのハイ
レベルにより抵抗３０ないし３１を接地する。
電圧ＶＲはツェナーダイオード２フの値によってほぼ決
定される。出力電圧ｖ ｏｕｒの値が負荷によって下が
った時にはＶＲも低下し、ツェナーダイオード２７に流
れる電流は減少して、やがてトランジスタ１８はオフと
なる。
定される。出力電圧ｖ ｏｕｒの値が負荷によって下が
った時にはＶＲも低下し、ツェナーダイオード２７に流
れる電流は減少して、やがてトランジスタ１８はオフと
なる。
トランジスタ１８がオフとなるとトランジスタベース電
流が流れるようになり、ηランジスタ１５はオンとなる
。これによりトランジスタ２２は抵抗１４、トランジス
タ１５のコレフタルエミッタを通してベース電流が流れ
、かつ抵抗２０．２１を通して接地電位ＧＮＤにも電流
が流れる。
流が流れるようになり、ηランジスタ１５はオンとなる
。これによりトランジスタ２２は抵抗１４、トランジス
タ１５のコレフタルエミッタを通してベース電流が流れ
、かつ抵抗２０．２１を通して接地電位ＧＮＤにも電流
が流れる。
そして、トランジスタ２２のベース電流がトランジスタ
２２をオンするのに充分な電圧となるとトランジスタ２
２がオンし、コイル２５の一端は接地される。
２２をオンするのに充分な電圧となるとトランジスタ２
２がオンし、コイル２５の一端は接地される。
その後抵抗２１に流れこむ電流によってトランジスタ１
９のベース電位が上昇し、やがてトランジスタ１９がオ
ンするとトランジスタ２２のベースはＧＮＤに接地され
、トランジスタ２２はオフとなる。これによりコイル２
５に蓄えられたエネルギーによりトランジスタ２２のコ
レクタに高電圧が生じ、このエネルギーはダイオード２
６を通じてコンデンサ６にチャージされる。
９のベース電位が上昇し、やがてトランジスタ１９がオ
ンするとトランジスタ２２のベースはＧＮＤに接地され
、トランジスタ２２はオフとなる。これによりコイル２
５に蓄えられたエネルギーによりトランジスタ２２のコ
レクタに高電圧が生じ、このエネルギーはダイオード２
６を通じてコンデンサ６にチャージされる。
同時に出力電圧ｖ ｏｕｒはわずかに上昇し、ツェナー
ダイオード２７に電流が流れるようになフてトランジス
タ１８はオンする。そしてトランジスタ１５のベースが
接地されるためトランジスタ１５はオフとなり、トラン
ジスタ２２もオフとなる。よって、コイル２５に蓄えら
れたエネルギーがコンデンサ６にチャージされ終ると出
力電圧Ｖ ＯＵＴの出力電流はコンデンサ６のチャージ
分から供給され始め、再びＶ ０１１７は低下し始めて
本発明の最初の状態に戻る。
ダイオード２７に電流が流れるようになフてトランジス
タ１８はオンする。そしてトランジスタ１５のベースが
接地されるためトランジスタ１５はオフとなり、トラン
ジスタ２２もオフとなる。よって、コイル２５に蓄えら
れたエネルギーがコンデンサ６にチャージされ終ると出
力電圧Ｖ ＯＵＴの出力電流はコンデンサ６のチャージ
分から供給され始め、再びＶ ０１１７は低下し始めて
本発明の最初の状態に戻る。
このように、電圧変換回路２はある周波数をもって発掘
しながら出力電圧Ｖ ＯＵＴを形成する。
しながら出力電圧Ｖ ＯＵＴを形成する。
なお、第２図において、符号１フはトランジスタ１８の
ベース電流制限抵抗であり、符号１６はレベルを確定す
るための抵抗である。符号２３．２４はＡＣ変動分をト
ランジスタ１９に返すためのものである。
ベース電流制限抵抗であり、符号１６はレベルを確定す
るための抵抗である。符号２３．２４はＡＣ変動分をト
ランジスタ１９に返すためのものである。
以上のような動作を行なう電圧変換回路２において、コ
ンデンサ３を設けた場合の電圧Ｖ ＯＵＴの変化の様子
を第４図を参照して説明する。
ンデンサ３を設けた場合の電圧Ｖ ＯＵＴの変化の様子
を第４図を参照して説明する。
電源スィッチ１１が投入され、制御信号ＬｌがＬ２とも
にローレベルになっていると Ｒ。
にローレベルになっていると Ｒ。
であり、この時の出力電圧をｖ ｏｕＴｏとする。
次にＬｌ−ハイレベル、Ｌ２−ローレベルとなると
であり、この時の出力電圧をＶ ０ＵＴＩとする。
また、次にＬｌ−ローレベル、Ｌ２−ハイレベルとなる
と であり、この時の出力電圧をＶ ０ＯＴ２とする。
と であり、この時の出力電圧をＶ ０ＯＴ２とする。
なお、ここで（ＲＡＩＲＢ）はＲＡとＲＢの並列抵抗値
を示す。
を示す。
抵抗Ｒ，Ｒｅ％Ｒ１％Ｒ２の値を適当に選ぶことにより
テ、Ｖ ０ＩＩＴＯ＜ Ｖ Ｏ［ＩＴｌ＜ Ｖ ＱＩＪ
Ｔ２（Ｄ間係を得ることができる。
テ、Ｖ ０ＩＩＴＯ＜ Ｖ Ｏ［ＩＴｌ＜ Ｖ ＱＩＪ
Ｔ２（Ｄ間係を得ることができる。
今、出力電圧Ｖ ＯＵＴが、Ｖ ０ＵＴＱ −Ｖ ０Ｕ
ＴＩ −Ｖ ０ＩＪＴ２と変化した時の出力電圧Ｖ Ｏ
ＵＴの変化と電池の出力電圧ＶＢの変化の様子を、コン
デンサ３が挿入されていない場合（第４図（ａ））と、
コンデンサ３が挿入されている場合（第４図（ｂ））に
分けて説明する。
ＴＩ −Ｖ ０ＩＪＴ２と変化した時の出力電圧Ｖ Ｏ
ＵＴの変化と電池の出力電圧ＶＢの変化の様子を、コン
デンサ３が挿入されていない場合（第４図（ａ））と、
コンデンサ３が挿入されている場合（第４図（ｂ））に
分けて説明する。
まず、出力電圧Ｖ ＯＵＴがＶ ０ＵＴＯ−Ｖ ０ＵＴ
ＩまたはＶ ０ＵＴＩ→Ｖ ０ＵＴ２と変化する場合、
コイル２５のインピーダンスは非常に小さいので分圧抵
抗の変化に即対応して、出力電圧Ｖ ＯＵＴの上昇時間
は第４図（ａ）のようにわずかな時間である。一方、電
池電圧ＶＢはコンデンサ６へのラッシュ電流のために大
きく降下してしまう。
ＩまたはＶ ０ＵＴＩ→Ｖ ０ＵＴ２と変化する場合、
コイル２５のインピーダンスは非常に小さいので分圧抵
抗の変化に即対応して、出力電圧Ｖ ＯＵＴの上昇時間
は第４図（ａ）のようにわずかな時間である。一方、電
池電圧ＶＢはコンデンサ６へのラッシュ電流のために大
きく降下してしまう。
一方、コンデンサ３が挿入されている時には、出力電圧
Ｖ ＯＵＴがＶ ０１ｌＴＯ−Ｖ Ｏ［ＩＴｌまたはＶ
ＯｔｌＴｌ−Ｖ ０ＵＴ２というように変化する場合、
抵抗４の両端の電圧は徐々に変化するようになり、出力
電圧ＶＯＵＴはそれにつれて上昇の変化がゆるやかにな
り、第４図（ｂ）に示すような変化をする。よって、コ
ンデンサ６に流れ込むラッシュ電流が抑制され、電池電
圧ＶＢの降下は小さくなり、第４図（ａ）、（ｂ）の比
較から明らかなように、ΔＶａ＞Δｖｂ の関係になる。この時の出力電圧Ｖ ＯＵＴの上昇変化
は、コンデンサ３の値を大きくすればゆるやかになる。
Ｖ ＯＵＴがＶ ０１ｌＴＯ−Ｖ Ｏ［ＩＴｌまたはＶ
ＯｔｌＴｌ−Ｖ ０ＵＴ２というように変化する場合、
抵抗４の両端の電圧は徐々に変化するようになり、出力
電圧ＶＯＵＴはそれにつれて上昇の変化がゆるやかにな
り、第４図（ｂ）に示すような変化をする。よって、コ
ンデンサ６に流れ込むラッシュ電流が抑制され、電池電
圧ＶＢの降下は小さくなり、第４図（ａ）、（ｂ）の比
較から明らかなように、ΔＶａ＞Δｖｂ の関係になる。この時の出力電圧Ｖ ＯＵＴの上昇変化
は、コンデンサ３の値を大きくすればゆるやかになる。
なお、第２図において、コンデンサ１２は電池電圧ＶＢ
を安定化させる働きを行なう。
を安定化させる働きを行なう。
以上のように、第１図の実施例によれば、出力電圧検出
用の抵抗に並列にコンデンサ３を挿入することにより、
電圧変換回路２にフィードバックされる検出値の変化を
ゆるやかにし、電圧切換え時のラッシュ電流による電池
１の電圧降下を小さくできるため、電池の寿命に影響を
与えることなく、また、電池寿命を電池の出力電圧を介
して検出する場合にも誤検出を生じることがないという
優れた効果がある。
用の抵抗に並列にコンデンサ３を挿入することにより、
電圧変換回路２にフィードバックされる検出値の変化を
ゆるやかにし、電圧切換え時のラッシュ電流による電池
１の電圧降下を小さくできるため、電池の寿命に影響を
与えることなく、また、電池寿命を電池の出力電圧を介
して検出する場合にも誤検出を生じることがないという
優れた効果がある。
第３図に本発明の第２の実施例を示す、ここでは、電圧
変換回路２としてシリーズレギュレータを用いている。
変換回路２としてシリーズレギュレータを用いている。
第３図において符号１は電源電池、符号１１は電源スィ
ッチ、符号１２は電源電圧安定化用のコンデンサである
。符号２は電圧変換器である。
ッチ、符号１２は電源電圧安定化用のコンデンサである
。符号２は電圧変換器である。
以下に電圧変換回路２の構成および動作について説明す
る。
る。
今、電源スィッチ１１により、電源が投入されていて、
電圧Ｖ ０ｔｌＴがある値に設定されているとする。こ
の時の出力電圧Ｖ ＯＵＴは抵抗４（Ｒ）と抵抗値可変
回路５中の抵抗３０（Ｒ２）、３１ （Ｒ１）、３２
（Ｒｅ ）のいずれかとで分圧された電圧ＶＲが基準値
となる。出力７００丁の値が負荷によって下がった時に
は電圧ＶＲも低下し、オペアンプの入力Ｖ ＲＥＦと電
圧ＶＲの関係はＶＲＥＦ＞ＶＲとなり、トランジスタ４
８のベースには抵抗４６を通して電流が流れ、トランジ
スタ４８はオンする。
電圧Ｖ ０ｔｌＴがある値に設定されているとする。こ
の時の出力電圧Ｖ ＯＵＴは抵抗４（Ｒ）と抵抗値可変
回路５中の抵抗３０（Ｒ２）、３１ （Ｒ１）、３２
（Ｒｅ ）のいずれかとで分圧された電圧ＶＲが基準値
となる。出力７００丁の値が負荷によって下がった時に
は電圧ＶＲも低下し、オペアンプの入力Ｖ ＲＥＦと電
圧ＶＲの関係はＶＲＥＦ＞ＶＲとなり、トランジスタ４
８のベースには抵抗４６を通して電流が流れ、トランジ
スタ４８はオンする。
これにより、トランジスタ４２のベースには抵抗４４を
通してＧＮＤに電流が流れるようになり、トランジスタ
４２はオンする。したがって、コンデンサには電池の出
力電圧ＶＢによりトランジスタ４２を通して電流がチャ
ージされ、出力電圧Ｖ ０１ｌＴはわずかに上昇する。
通してＧＮＤに電流が流れるようになり、トランジスタ
４２はオンする。したがって、コンデンサには電池の出
力電圧ＶＢによりトランジスタ４２を通して電流がチャ
ージされ、出力電圧Ｖ ０１ｌＴはわずかに上昇する。
これにより電圧ＶＲも上昇し、オペアンプ４５の入力は
ＶＲＥＦ＞ＶＲの関係となｑ１オペアンプ４５の出力は
ローレベルになる。よって抵抗４８はオフとなり、さら
にトランジスタ４２もオフとなる。
ＶＲＥＦ＞ＶＲの関係となｑ１オペアンプ４５の出力は
ローレベルになる。よって抵抗４８はオフとなり、さら
にトランジスタ４２もオフとなる。
したがって、出力電圧ＶＯＵＴの供給電源が断たれ、Ｖ
ＯＵＴの負荷にはコンデンサ６のチャージ分が供給され
る。これによりＶ ＯＵＴは再び降下し始め、やがてＶ
ＲＥＦ＞ＶＲとなり、前述の動作を繰り返す、電圧変換
回路２は、このようにある周波数で発振している。
ＯＵＴの負荷にはコンデンサ６のチャージ分が供給され
る。これによりＶ ＯＵＴは再び降下し始め、やがてＶ
ＲＥＦ＞ＶＲとなり、前述の動作を繰り返す、電圧変換
回路２は、このようにある周波数で発振している。
以上のような動作を行なう電圧変換回路２に本発明を実
施した場合の電圧Ｖ ＯＵＴは第１実施例と同様であり
、制御信号Ｌ１％Ｌ２がともにローレベルの場合、出力
Ｖ ＯＵＴは、 Ｒｏ Ｒ。
施した場合の電圧Ｖ ＯＵＴは第１実施例と同様であり
、制御信号Ｌ１％Ｌ２がともにローレベルの場合、出力
Ｖ ＯＵＴは、 Ｒｏ Ｒ。
Ｌｌ
がハイレベル、
がローレベルの場合
Ｌｌ
がローレベル、
がハイレベルの場合
となり、Ｒ％ＲＯ％Ｒ１、Ｒ２の値を適当に選ぶことに
より、Ｖ ０ＵＴＯ＜ Ｖ ０ＵＴＩ＜ Ｖ ０ＵＴ２
の関係を得ることができる。
より、Ｖ ０ＵＴＯ＜ Ｖ ０ＵＴＩ＜ Ｖ ０ＵＴ２
の関係を得ることができる。
これをＶ ０ＵＴＯ−Ｖ ０ＵＴＩ −Ｖ ０ＵＴ２と
変化させた時の出力電圧Ｖ ＯＵＴと電池の出力電圧Ｖ
Ｂの変化の様子は、前述の第４図と同様であり、このよ
うにシリーズレギエレータを用いる場合でも前記実施例
と同様の効果を得ることができる。
変化させた時の出力電圧Ｖ ＯＵＴと電池の出力電圧Ｖ
Ｂの変化の様子は、前述の第４図と同様であり、このよ
うにシリーズレギエレータを用いる場合でも前記実施例
と同様の効果を得ることができる。
［発明の効果］
以上から明らかなように、本発明によれば、電源電池の
出力を所定の電圧変換方式により構成された電圧変換部
により変換し出力するとともに、不連続に分圧抵抗値を
調節可能な抵抗回路により出力電圧を分圧し前記電圧変
換部に入力し出力電圧を制御する電源回路において、前
記抵抗回路の所定抵抗素子と並列に抵抗の電圧変化速度
を制御する手段を接続する構成を採用しているので、前
記電圧変換部にフィードバックされる制御電圧の変化を
ゆるやかにし、電圧切換え時のラッシュ電流による電池
の電圧降下を小さくできるため、電池の寿命に影響を与
えることなく、また、電池寿命を電池の出力電圧を介し
て検出する場合にも誤検出を生じることがないという優
れた効果が得られる。
出力を所定の電圧変換方式により構成された電圧変換部
により変換し出力するとともに、不連続に分圧抵抗値を
調節可能な抵抗回路により出力電圧を分圧し前記電圧変
換部に入力し出力電圧を制御する電源回路において、前
記抵抗回路の所定抵抗素子と並列に抵抗の電圧変化速度
を制御する手段を接続する構成を採用しているので、前
記電圧変換部にフィードバックされる制御電圧の変化を
ゆるやかにし、電圧切換え時のラッシュ電流による電池
の電圧降下を小さくできるため、電池の寿命に影響を与
えることなく、また、電池寿命を電池の出力電圧を介し
て検出する場合にも誤検出を生じることがないという優
れた効果が得られる。
第１図は本発明を実施した電源装置のブロック図、第２
図および第３図はそれぞれ第１図の異なる実施例を示し
た回路図、第４図（ａ）はラッシュ電流防止用コンデン
サを挿入しない場合の出力電圧と電池の出力電圧を表す
線図、第４図（ｂ）はラッシュ電流防止用コンデンサを
挿入した場合の回路の出力電圧と電池の出力電圧を表す
線図である。 １・・・電池 ２・・・電圧変換回路３．６．１２．
２４・・・コンデンサ ４．１３．１７．２１．２２．３０．３２・・・抵抗５
・・・抵抗値制御回路 １５．１８．１９．２２−）ランジスタ１９・・・トラ
ンジスタ ２０・・・抵抗２５・・・コイル ２７・・・ツェナーダイオード 電ｐ区耶１のブｂ、７フ躬 第１図 （α） （ｂ） 田ａｒｎ出ｎ會圧ＥＪ’じ電二ご出か電圧ｎ拷躬第４図
図および第３図はそれぞれ第１図の異なる実施例を示し
た回路図、第４図（ａ）はラッシュ電流防止用コンデン
サを挿入しない場合の出力電圧と電池の出力電圧を表す
線図、第４図（ｂ）はラッシュ電流防止用コンデンサを
挿入した場合の回路の出力電圧と電池の出力電圧を表す
線図である。 １・・・電池 ２・・・電圧変換回路３．６．１２．
２４・・・コンデンサ ４．１３．１７．２１．２２．３０．３２・・・抵抗５
・・・抵抗値制御回路 １５．１８．１９．２２−）ランジスタ１９・・・トラ
ンジスタ ２０・・・抵抗２５・・・コイル ２７・・・ツェナーダイオード 電ｐ区耶１のブｂ、７フ躬 第１図 （α） （ｂ） 田ａｒｎ出ｎ會圧ＥＪ’じ電二ご出か電圧ｎ拷躬第４図
Claims (1)
- １）電源電池の出力を所定の電圧変換方式により構成さ
れた電圧変換部により変換し出力するとともに、不連続
に分圧抵抗値を調節可能な抵抗回路により出力電圧を分
圧し前記電圧変換部に入力し出力電圧を制御する電源回
路において、前記抵抗回路の所定抵抗素子と並列に抵抗
の電圧変化速度を制御する手段を接続することを特徴と
する電源回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1067469A JPH02247708A (ja) | 1989-03-22 | 1989-03-22 | 電源回路 |
| US07/487,433 US5089768A (en) | 1989-03-22 | 1990-03-02 | Power source device with control of voltage change speed |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1067469A JPH02247708A (ja) | 1989-03-22 | 1989-03-22 | 電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02247708A true JPH02247708A (ja) | 1990-10-03 |
Family
ID=13345851
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1067469A Pending JPH02247708A (ja) | 1989-03-22 | 1989-03-22 | 電源回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5089768A (ja) |
| JP (1) | JPH02247708A (ja) |
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| US6831848B2 (en) | 1994-04-26 | 2004-12-14 | Comarco Wireless Technologies, Inc. | Programmable power supply to simultaneously power a plurality of electronic devices |
| US7145787B2 (en) | 1994-04-26 | 2006-12-05 | Comarco Wireless Technologies, Inc. | Programmable power supply |
| US6693413B1 (en) * | 1994-04-26 | 2004-02-17 | Comarco Wireless Technologies, Inc. | Programmable power supply |
| US5636638A (en) * | 1994-06-29 | 1997-06-10 | Baxter International Inc. | Electrical power amplifier for continuous cardiac output monitoring |
| JPH0895682A (ja) * | 1994-09-29 | 1996-04-12 | Canon Inc | 電子機器 |
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| US8354760B2 (en) * | 2009-10-28 | 2013-01-15 | Comarco Wireless Technologies, Inc. | Power supply equipment to simultaneously power multiple electronic device |
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| CN115101275B (zh) * | 2022-05-18 | 2023-07-14 | 北京石油化工学院 | 一种电位器装置及拨位开关闭合数确定方法 |
| CN117293938A (zh) * | 2022-06-17 | 2023-12-26 | 上海韦尔半导体股份有限公司 | 电力供给系统 |
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| US3381202A (en) * | 1967-02-02 | 1968-04-30 | Technipower Inc | Dc voltage magneitude modifying arrangement |
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| US3546566A (en) * | 1968-11-27 | 1970-12-08 | Us Navy | D.c. voltage regulator employing a zener diode |
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| US3916294A (en) * | 1974-03-21 | 1975-10-28 | Magnavox Co | Cable television substation regulated power supply with ripple suppression |
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| JPS60121931A (ja) * | 1983-12-06 | 1985-06-29 | 富士写真フイルム株式会社 | 直流電源装置 |
| US4754388A (en) * | 1985-07-15 | 1988-06-28 | Harris Corporation | Regulator circuit for converting alternating input to a constant direct output |
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| US4829259A (en) * | 1987-12-02 | 1989-05-09 | Zenith Electronics Corporation | Constant current source and battery charger |
-
1989
- 1989-03-22 JP JP1067469A patent/JPH02247708A/ja active Pending
-
1990
- 1990-03-02 US US07/487,433 patent/US5089768A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5089768A (en) | 1992-02-18 |
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