JPH02260924A - エコーキャンセラ - Google Patents
エコーキャンセラInfo
- Publication number
- JPH02260924A JPH02260924A JP8193489A JP8193489A JPH02260924A JP H02260924 A JPH02260924 A JP H02260924A JP 8193489 A JP8193489 A JP 8193489A JP 8193489 A JP8193489 A JP 8193489A JP H02260924 A JPH02260924 A JP H02260924A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- echo
- modulated
- transmission
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- Pending
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Bidirectional Digital Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的］
（産業上の利用分野）
本発明は、２線式双方向ディジタルデータ伝送用トラン
シーバにおいて、受信側に回り込んできた送信出力エコ
ーを抑圧するエコーキャンセラに関する。
シーバにおいて、受信側に回り込んできた送信出力エコ
ーを抑圧するエコーキャンセラに関する。
（従来の技術）
近年のネットワークにおけるディジタル化の進展に伴い
、既存のメタリック加入者線や構内網を用いてデータ伝
送を行う２線式双方向データ伝送用トランシーバの必要
性が増大してきた。
、既存のメタリック加入者線や構内網を用いてデータ伝
送を行う２線式双方向データ伝送用トランシーバの必要
性が増大してきた。
電気通信の国際標準を審議するＣＣＩＴＴ （国際電
信電話諮問委員会）では、ｌ５ＤＮ （Ｉｎｔｅｇｒａ
ｔｅｄ ５ｅｒｖｉｃｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｎｅｔｗｏ
ｒｋ）と呼ばれる国際的なディジタル網の構築を目指し
て標準化作業が進められている。この中で、６４Ｋｂｐ
ｓを２チヤンネル、１６Ｋｂｐｓを１チヤンネル有した
、１４４Ｋｂｐｓのデータ伝送を行うベーシックアクセ
スと呼ばれる伝送手段が最も基本的なものとして、勧告
化ないしは勧告を目指した作業が進められている。
信電話諮問委員会）では、ｌ５ＤＮ （Ｉｎｔｅｇｒａ
ｔｅｄ ５ｅｒｖｉｃｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｎｅｔｗｏ
ｒｋ）と呼ばれる国際的なディジタル網の構築を目指し
て標準化作業が進められている。この中で、６４Ｋｂｐ
ｓを２チヤンネル、１６Ｋｂｐｓを１チヤンネル有した
、１４４Ｋｂｐｓのデータ伝送を行うベーシックアクセ
スと呼ばれる伝送手段が最も基本的なものとして、勧告
化ないしは勧告を目指した作業が進められている。
このベーシックアクセスは、従来のアナログ網における
通常の電話線に相当するもので、公衆網から家庭内の電
話機に至る加入者線である。
通常の電話線に相当するもので、公衆網から家庭内の電
話機に至る加入者線である。
一方、ｌ５ＤＮにおいては、この加入者線を用いてディ
ジタル伝送を行う訳であるが、すでに膨大なメタリック
２線による加入者線が敷設されており、ディジタル加入
者線用として新たに回線を敷設するのは非常に大変な作
業となる。このため、既存のアナログ回線を用いてディ
ジタル信号の伝送を行う２線式双方向データ伝送技術の
研究、開発が盛んに行われている。
ジタル伝送を行う訳であるが、すでに膨大なメタリック
２線による加入者線が敷設されており、ディジタル加入
者線用として新たに回線を敷設するのは非常に大変な作
業となる。このため、既存のアナログ回線を用いてディ
ジタル信号の伝送を行う２線式双方向データ伝送技術の
研究、開発が盛んに行われている。
一般に、加入者線の多くは、２線のメタリックワイヤに
上りと下りの信号を乗せることにより双方向データ伝送
が行われる。このとき、上りと下りの信号はハイブリッ
ドコイルと呼ばれる方向性結合器により送信信号と受信
信号とに各々分離され、双方向データ伝送が可能になる
。
上りと下りの信号を乗せることにより双方向データ伝送
が行われる。このとき、上りと下りの信号はハイブリッ
ドコイルと呼ばれる方向性結合器により送信信号と受信
信号とに各々分離され、双方向データ伝送が可能になる
。
しかしながら、実際はハイブリッドコイルと回線との間
のインピーダンス不整合により、送信信号が受信側に漏
れエコ、−が発生する。このエコーは、本来の受信すべ
き信号に重なるため、データ伝送のエラーの原因になる
。
のインピーダンス不整合により、送信信号が受信側に漏
れエコ、−が発生する。このエコーは、本来の受信すべ
き信号に重なるため、データ伝送のエラーの原因になる
。
このため、第４図に示すようなＥＣＭ方式（Ｅｃｈｏ
Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ Ｍｅｔｈｏｄ）と呼ばれる２線式
双方向データ伝送技術が従来から採用されている。この
ＥＣＭ方式では、２線／４線変換で発生するエコーと同
一の疑似エコーを人工的に合成し、エコーを含む受信信
号から差引くことが行われる。
Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ Ｍｅｔｈｏｄ）と呼ばれる２線式
双方向データ伝送技術が従来から採用されている。この
ＥＣＭ方式では、２線／４線変換で発生するエコーと同
一の疑似エコーを人工的に合成し、エコーを含む受信信
号から差引くことが行われる。
以下、第４図を用いて、このＥＣＭ方式を用いた２線式
双方向データ伝送用トランシーバの一例を説明する。尚
、関連技術としは、例えば、「ディジタルフィルタによ
る通信情報処理」 （電子雑誌エレクトロニクス１９８
８年２月号ｐ３９〜４３オーム社」などの文献がある。
双方向データ伝送用トランシーバの一例を説明する。尚
、関連技術としは、例えば、「ディジタルフィルタによ
る通信情報処理」 （電子雑誌エレクトロニクス１９８
８年２月号ｐ３９〜４３オーム社」などの文献がある。
第４図に示すように、送信側においては、本トランシー
バに入力された送信データは、符号化器１に入力される
。ここでは、符号化方式として、２ＢＩＱ方式を採用し
た場合を示す。この符号化器１は１１３０ Ｋｂｐｓの
２値デ一タ信号の連続した２シンボルを、以下に示すよ
うなルールで８０Ｋｂａｕｄの４値の２８ＩＱデータに
変換する。
バに入力された送信データは、符号化器１に入力される
。ここでは、符号化方式として、２ＢＩＱ方式を採用し
た場合を示す。この符号化器１は１１３０ Ｋｂｐｓの
２値デ一タ信号の連続した２シンボルを、以下に示すよ
うなルールで８０Ｋｂａｕｄの４値の２８ＩＱデータに
変換する。
（以下余白）
この符号化器１から出力されたコーダ出力信号は、エコ
ーキャンセラ２に入力されるとともに、Ｄ／Ａ変換器３
によりアナログ信号に変換された後、送信器４にも入力
される。そして、送信器４からの信号が、ハイブリッド
コイル５を通過し伝送路６に送出される。
ーキャンセラ２に入力されるとともに、Ｄ／Ａ変換器３
によりアナログ信号に変換された後、送信器４にも入力
される。そして、送信器４からの信号が、ハイブリッド
コイル５を通過し伝送路６に送出される。
一方、受信側においては、伝送路６を経た受信信号はハ
イブリッドコイル５を通過し受信器７に入力され、Ａ／
Ｄ変換器８で２進ディジタル信号に変換される。
イブリッドコイル５を通過し受信器７に入力され、Ａ／
Ｄ変換器８で２進ディジタル信号に変換される。
先に述べたように、ハイブリッドコイル５の不完全性か
ら、送信信号成分がエコーとして受信側に回り込んでく
る。このエコーを抑圧するためにエコーキャンセラ２が
用いられる。即ち、エコーキャンセラ２では、回路の不
完全性から発生するエコーと同一の疑似エコーを人工的
に合成し、エコーを含む受信信号から差引き、差引いた
残差信号が“０”になるように制御が行われる。
ら、送信信号成分がエコーとして受信側に回り込んでく
る。このエコーを抑圧するためにエコーキャンセラ２が
用いられる。即ち、エコーキャンセラ２では、回路の不
完全性から発生するエコーと同一の疑似エコーを人工的
に合成し、エコーを含む受信信号から差引き、差引いた
残差信号が“０”になるように制御が行われる。
このエコーの抑圧された受信信号は、等化器９で伝送路
６の特性に起因する波形歪が補償され、復号器１０によ
りデータが再生される。
６の特性に起因する波形歪が補償され、復号器１０によ
りデータが再生される。
第５図は上述したエコーキャンセラ２の構成の一例を示
す図である。エコーキャンセラ２は、トランスバーサル
フィルタを有し、トランスバーサルフィルタはエコー経
路と同一の特性を実現するように適応的に制御される。
す図である。エコーキャンセラ２は、トランスバーサル
フィルタを有し、トランスバーサルフィルタはエコー経
路と同一の特性を実現するように適応的に制御される。
トランスバーサルフィルタは線形フィルタであり、エコ
ー経路が線形フィルタで近似できるような線形特性を有
する場合は、トランスバーサルフィルタによりエコー経
路とほぼ同一の特性を実現することができ、回路の不完
全性から発生するエコーとほぼ同一の疑似エコーを人工
的に合成することが、可能となる。
ー経路が線形フィルタで近似できるような線形特性を有
する場合は、トランスバーサルフィルタによりエコー経
路とほぼ同一の特性を実現することができ、回路の不完
全性から発生するエコーとほぼ同一の疑似エコーを人工
的に合成することが、可能となる。
ところで、エコー経路は、Ｄ／Ａ変換器３、ドライバ回
路などから成る送信器４、ノ＼イブリ・ソドコイル５、
レシーバなどから成る受信器７、Ａ／Ｄ変換器８などを
含むが、これらは完全な線形特性ではなく、非線形特性
も有する。したがって、約４０ｄＢのエコー抑圧が要求
される７Ｋｉ程度の長距離伝送の場合、エコー経路の非
線形特性に起因する非線形エコーの抑圧が必要となる。
路などから成る送信器４、ノ＼イブリ・ソドコイル５、
レシーバなどから成る受信器７、Ａ／Ｄ変換器８などを
含むが、これらは完全な線形特性ではなく、非線形特性
も有する。したがって、約４０ｄＢのエコー抑圧が要求
される７Ｋｉ程度の長距離伝送の場合、エコー経路の非
線形特性に起因する非線形エコーの抑圧が必要となる。
しかしながら、従来のエコーキャンセラは、上述の如く
線形トランスバーサルフィルタから構成されるため、こ
のような非線形エコーの抑圧は困難であり、２線の長距
離伝送において大きな問題となっている。
線形トランスバーサルフィルタから構成されるため、こ
のような非線形エコーの抑圧は困難であり、２線の長距
離伝送において大きな問題となっている。
（発明が解決しようとする課題）
このように従来の２線式双方向ディジタルデータ伝送用
トランシーバにおいては、エコーキャンセラは線形トラ
ンスバーサルフィルタから構成されるため、エコー経路
の非線形特性に起因する非線形エコーの抑圧は困難であ
り、長距離伝送を実現する場合に大きな障害となってい
る。
トランシーバにおいては、エコーキャンセラは線形トラ
ンスバーサルフィルタから構成されるため、エコー経路
の非線形特性に起因する非線形エコーの抑圧は困難であ
り、長距離伝送を実現する場合に大きな障害となってい
る。
本発明はこのような課題に基づいてなされたもので、２
線式双方向ディジタルデータ伝送用トランシーバにおい
て、エコー経路の非線形特性に起因する非線形エコーを
抑圧でき、長距離伝送を実現することが容易なエコーキ
ャンセラを提供することを目的としている。
線式双方向ディジタルデータ伝送用トランシーバにおい
て、エコー経路の非線形特性に起因する非線形エコーを
抑圧でき、長距離伝送を実現することが容易なエコーキ
ャンセラを提供することを目的としている。
［発明の構成］
（課題を解決するための手段）
本発明は、２線式双方向ディジタルデータ伝送用トラン
シーバにおいて、被変調信号を生成する信号生成手段と
、この信号生成手段により生成された被変調信号を所定
の制御信号に基づき変調する信号変調手段と、この信号
変調手段により変調された信号と送信信号とを合成する
信号合成手段と、受信側に回り込んできた前記送信信号
のエコー成分を減少させるように前記所定の制御信号を
制御する制御手段とを具備するものである。
シーバにおいて、被変調信号を生成する信号生成手段と
、この信号生成手段により生成された被変調信号を所定
の制御信号に基づき変調する信号変調手段と、この信号
変調手段により変調された信号と送信信号とを合成する
信号合成手段と、受信側に回り込んできた前記送信信号
のエコー成分を減少させるように前記所定の制御信号を
制御する制御手段とを具備するものである。
（作 用）
本発明では、受信側に回り込んできた送信信号のエコー
成分を減少させるように制御された制御信号に基づき被
変調信号を変調し、これと送信信号とを合成しているの
で、エコー経路の非線形特性に起因する非線形エコーを
抑圧でき、長距離伝送を実現することが容易となる。
成分を減少させるように制御された制御信号に基づき被
変調信号を変調し、これと送信信号とを合成しているの
で、エコー経路の非線形特性に起因する非線形エコーを
抑圧でき、長距離伝送を実現することが容易となる。
（実施例）
以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
第１図は本発明の一実施例に係る２線式双方向ディジタ
ルデータ伝送用トランシーバの構成を示す図である。ま
た、第２図はこの実施例の動作を説明するための各部の
信号波形を示す図である。
ルデータ伝送用トランシーバの構成を示す図である。ま
た、第２図はこの実施例の動作を説明するための各部の
信号波形を示す図である。
第１図において、被変調信号生成器１１から離散パルス
信号Ｖ１（ｋ）（第２図（ａ））が被変調信号として出
力される。Ｖ＋（ｋ）は、変調器１２に入力され、変調
信号Ｖｙ（ｋ）で変調されたｖ２（ｋ）（第２図（ｂ）
）として出力される。変調方式には、振幅変調、周波数
変調、位相変調など各種あるが、第２図（ｂ）は、振幅
変調で行った場合の波形を示している。
信号Ｖ１（ｋ）（第２図（ａ））が被変調信号として出
力される。Ｖ＋（ｋ）は、変調器１２に入力され、変調
信号Ｖｙ（ｋ）で変調されたｖ２（ｋ）（第２図（ｂ）
）として出力される。変調方式には、振幅変調、周波数
変調、位相変調など各種あるが、第２図（ｂ）は、振幅
変調で行った場合の波形を示している。
符号化器１３は、送信データを所望の伝送路符号に符号
化し、Ｖ３（ｋ）（第２図（Ｃ））を出力する。尚、第
２図（Ｃ）は４値の２８ＩＱ符号に符号化した場合を示
している。
化し、Ｖ３（ｋ）（第２図（Ｃ））を出力する。尚、第
２図（Ｃ）は４値の２８ＩＱ符号に符号化した場合を示
している。
合成器１４は、変調器１２の出力Ｖ２（ｋ）と符号化器
１３の出力Ｖ３（ｋ）とを乗算により合成し、Ｖ＋（ｋ
）（第２図（ｄ））を出力する。
１３の出力Ｖ３（ｋ）とを乗算により合成し、Ｖ＋（ｋ
）（第２図（ｄ））を出力する。
合成器１４の出力Ｖ＋（ｋ）ｌ；ｔ、Ｄ／Ａｉ換器１５
によりアナログ信号に変換された後、送信器１６．２線
／４線変換器であるハイブリッドコイル１７を介して、
伝送路１８に送出される。
によりアナログ信号に変換された後、送信器１６．２線
／４線変換器であるハイブリッドコイル１７を介して、
伝送路１８に送出される。
一方、伝送路１８からの受信信号は、ハイブリッドコイ
ル１７、受信器１９を介して、Ａ／Ｄ変換器２０に入力
され、ディジタル信号Ｖｓ（ｋ）（第２図（ｅ））に変
換される。
ル１７、受信器１９を介して、Ａ／Ｄ変換器２０に入力
され、ディジタル信号Ｖｓ（ｋ）（第２図（ｅ））に変
換される。
ここで、Ｄ／Ａ変換器１５、送信器１６、ハイブリッド
コイル１７、受信器１９、Ａ／Ｄ変換器２０がエコー経
路となり、送信側の信号Ｖ４（ｋ）の成分が、受信側に
エコーとして回り込んでくる。
コイル１７、受信器１９、Ａ／Ｄ変換器２０がエコー経
路となり、送信側の信号Ｖ４（ｋ）の成分が、受信側に
エコーとして回り込んでくる。
一方、伝送路１８からの受信信号は、長距離伝送の場合
、損失が大きいため、回り込みのエコーよりも小さくな
ることが多い。したがって、長距離伝送の場合、Ａ／Ｄ
変換器２０の出力Ｖｓ（ｋ）は、送信側の信号Ｖ＋（ｋ
）のエコーが支配的となっている。
、損失が大きいため、回り込みのエコーよりも小さくな
ることが多い。したがって、長距離伝送の場合、Ａ／Ｄ
変換器２０の出力Ｖｓ（ｋ）は、送信側の信号Ｖ＋（ｋ
）のエコーが支配的となっている。
被変調信号再生器２１では、Ａ／Ｄ変換器２゜の出力Ｖ
ｓ（ｋ）から符号化器１３の出力Ｖ ３ （ｋ）をレフ
ァレンスとして、被変調信号Ｖｓ（ｋ）（第２図（ｆ）
）が再生される。
ｓ（ｋ）から符号化器１３の出力Ｖ ３ （ｋ）をレフ
ァレンスとして、被変調信号Ｖｓ（ｋ）（第２図（ｆ）
）が再生される。
差分検出器２２は被変調信号生成器１１の出力Ｖ＋（ｋ
）と被変調信号再生器２１の出力Ｖｓ（ｋ）の差分を検
出し、Ｖｙ（ｋ）を出力する。
）と被変調信号再生器２１の出力Ｖｓ（ｋ）の差分を検
出し、Ｖｙ（ｋ）を出力する。
そして、差分検出器２２の出力Ｖｖ（ｋ）は変調信号と
して変調器１２に入力される。
して変調器１２に入力される。
要するに、本実施例におけるエコーキャンセラは、差分
検出器２２の、出力Ｖｖ（ｋ）が減少するように制御す
るフィードバック制御ループとなっている。
検出器２２の、出力Ｖｖ（ｋ）が減少するように制御す
るフィードバック制御ループとなっている。
即ち、７Ｋａ程度の長距離伝送の場合、エコー経路の非
線形特性を考慮に入れた厳密なエコー抑圧が必要となり
、トランスバーサルフィルタを用いた従来の線形エコー
キャンセラでは対応ができない。
線形特性を考慮に入れた厳密なエコー抑圧が必要となり
、トランスバーサルフィルタを用いた従来の線形エコー
キャンセラでは対応ができない。
そこで、本実施例のエコーキャンセラのように、エコー
経路の非線形特性に起因して、受信側に回り込んだ信号
のエコーに歪を生じることを考慮に入れて、あらかじめ
信号に逆の変調をかけておくことにより、エコーの非線
形歪成分を減少させることが可能となる。
経路の非線形特性に起因して、受信側に回り込んだ信号
のエコーに歪を生じることを考慮に入れて、あらかじめ
信号に逆の変調をかけておくことにより、エコーの非線
形歪成分を減少させることが可能となる。
尚、上述した実施例では、変調器１２において振幅変調
を行う場合について説明したが、本発明は、周波数変調
、位相変調などの他の変調方式にも応用できる。これら
の変調方式の選択は、エコー経路の特性による。
を行う場合について説明したが、本発明は、周波数変調
、位相変調などの他の変調方式にも応用できる。これら
の変調方式の選択は、エコー経路の特性による。
また、上述した実施例では、エコー経路の非線形特性に
起因するエコーの非線形歪成分の抑圧に係る部分のみを
記しているが、２線双方向デイジタル伝送用トランシー
バの全体の回路構成を考慮した場合、従来技術と複合し
て用いることができる。第３図はこの場合の構成の一例
を示す図であり、線形エコーキャンセラ２は工、コーの
線形成分の抑圧を、等化器９は伝送路の等化を、復号化
器１０は受信データの復号をそれぞれ行う。
起因するエコーの非線形歪成分の抑圧に係る部分のみを
記しているが、２線双方向デイジタル伝送用トランシー
バの全体の回路構成を考慮した場合、従来技術と複合し
て用いることができる。第３図はこの場合の構成の一例
を示す図であり、線形エコーキャンセラ２は工、コーの
線形成分の抑圧を、等化器９は伝送路の等化を、復号化
器１０は受信データの復号をそれぞれ行う。
［発明の効果コ
以上説明したように本発明によれば、受信側に回り込ん
できた送信信号のエコー成分を減少させるように制御さ
れた制御信号に基づき被変調信号を変調し、これと送信
信号とを合成しているので、エコー経路の非線形特性に
起因する非線形エコーを抑圧でき、長距離伝送を実現す
ることが容易となる。
できた送信信号のエコー成分を減少させるように制御さ
れた制御信号に基づき被変調信号を変調し、これと送信
信号とを合成しているので、エコー経路の非線形特性に
起因する非線形エコーを抑圧でき、長距離伝送を実現す
ることが容易となる。
第１図は本発明の一実施例に係る２線式双方向ディジタ
ルデータ伝送用トランシーバの構成を示す図、第２図は
この実施例の動作を説明するための各部の信号波形を示
す図、第３図は本発明の他の実施例を示す図、第４図は
従来の一般的な２線式双方向ディジタル伝送用トランシ
ーバの構成を示す図、第５図は２線式双方向ディジタル
伝送用トランシーバにおけるトランスバーサルフィルタ
を用いた従来の線形エコーキャンセラの構成を示す図で
ある。 １１・・・被変調信号生成器、１２・・・変“調器、１
３・・・符号化器、１４・・・合成器、１５・・・Ｄ／
Ａ変換器、１６・・・送信器、１７・・・ハイブリッド
コイル、１８・・・伝送路、１９・・・受信器、２０・
・・Ａ／Ｄ変換器、２１・・・被変調信号再生器、２２
・・・差分検出器。 出願人 株式会社 東芝
ルデータ伝送用トランシーバの構成を示す図、第２図は
この実施例の動作を説明するための各部の信号波形を示
す図、第３図は本発明の他の実施例を示す図、第４図は
従来の一般的な２線式双方向ディジタル伝送用トランシ
ーバの構成を示す図、第５図は２線式双方向ディジタル
伝送用トランシーバにおけるトランスバーサルフィルタ
を用いた従来の線形エコーキャンセラの構成を示す図で
ある。 １１・・・被変調信号生成器、１２・・・変“調器、１
３・・・符号化器、１４・・・合成器、１５・・・Ｄ／
Ａ変換器、１６・・・送信器、１７・・・ハイブリッド
コイル、１８・・・伝送路、１９・・・受信器、２０・
・・Ａ／Ｄ変換器、２１・・・被変調信号再生器、２２
・・・差分検出器。 出願人 株式会社 東芝
Claims (1)
- ２線式双方向ディジタルデータ伝送用トランシーバにお
いて、被変調信号を生成する信号生成手段と、この信号
生成手段により生成された被変調信号を所定の制御信号
に基づき変調する信号変調手段と、この信号変調手段に
より変調された信号と送信信号とを合成する信号合成手
段と、受信側に回り込んできた前記送信信号のエコー成
分を減少させるように前記所定の制御信号を制御する制
御手段とを具備することを特徴とするエコーキャンセラ
。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8193489A JPH02260924A (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | エコーキャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8193489A JPH02260924A (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | エコーキャンセラ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02260924A true JPH02260924A (ja) | 1990-10-23 |
Family
ID=13760312
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8193489A Pending JPH02260924A (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | エコーキャンセラ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02260924A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006060302A (ja) * | 2004-08-17 | 2006-03-02 | Nec Magnus Communications Ltd | データ通信用大規模集積回路、データ通信装置、データ通信システム、及びデータ通信方法 |
-
1989
- 1989-03-31 JP JP8193489A patent/JPH02260924A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006060302A (ja) * | 2004-08-17 | 2006-03-02 | Nec Magnus Communications Ltd | データ通信用大規模集積回路、データ通信装置、データ通信システム、及びデータ通信方法 |
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