JPH02266864A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
- Publication number
- JPH02266864A JPH02266864A JP8450289A JP8450289A JPH02266864A JP H02266864 A JPH02266864 A JP H02266864A JP 8450289 A JP8450289 A JP 8450289A JP 8450289 A JP8450289 A JP 8450289A JP H02266864 A JPH02266864 A JP H02266864A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- current
- transformer
- transistor
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明はインバータ回路と整流平滑回路とを組み合わ
せて直流出力を得る直流電源装置において負荷の増大及
び負荷の短絡等によるスイッチング用トランジスタのコ
レクタ電流の増加をよシ正確に検出することによりｍ実
にトランジスタを保護することを目的とした電流検出回
路に関するものである。
せて直流出力を得る直流電源装置において負荷の増大及
び負荷の短絡等によるスイッチング用トランジスタのコ
レクタ電流の増加をよシ正確に検出することによりｍ実
にトランジスタを保護することを目的とした電流検出回
路に関するものである。
第３図に従来の直流電源装置の構成図であ汎（１）は直
流電力を供給する一次電源、（２）はトランス。
流電力を供給する一次電源、（２）はトランス。
（３）は補助電源、（４）はパルス幅全変化して負荷へ
の供給電圧全制御するための・くルス幅制御回路、（５
１にトランジスタ（６１０オン、オフ全制御する駆動回
路、（６１はトランス（２１に流れる電流のオン、オフ
を行なうトランジスタ、（７）はトランス【２１の一次
巻線の残留エネルギーの帰還用ダイオード、（８）はト
ランス（２）の二次側巻線出力を整流平滑する整流平滑
回路、（９）は負荷、α１は負荷（９１に供給される電
圧を検出しパルス幅制御回路（４１に電圧を供給する電
圧検出回路、α１ｌｔｌ）ランリスタ（６）のコレクタ
電流を検出するためのカレントトランス、側ハカレント
トランスｆｉｌｌの二次巻線出力を電圧変換するための
終端抵抗、α３は抵抗ｆｉ３に発生した電圧全整流する
ダイオード、ａ４１はダイオードａ３の整流電圧により
ピークホールドを行なうコンデンサ、α５［コンデンサ
ＩＯ電圧を検出しパルス幅制御回路（４）に電圧を供給
する検出電圧伝達回路、顧は抵抗α２．ダイオード（１
３，コンデンサミー１検出電圧伝達回路αＳよシ構成さ
れた電流検出回路である。
の供給電圧全制御するための・くルス幅制御回路、（５
１にトランジスタ（６１０オン、オフ全制御する駆動回
路、（６１はトランス（２１に流れる電流のオン、オフ
を行なうトランジスタ、（７）はトランス【２１の一次
巻線の残留エネルギーの帰還用ダイオード、（８）はト
ランス（２）の二次側巻線出力を整流平滑する整流平滑
回路、（９）は負荷、α１は負荷（９１に供給される電
圧を検出しパルス幅制御回路（４１に電圧を供給する電
圧検出回路、α１ｌｔｌ）ランリスタ（６）のコレクタ
電流を検出するためのカレントトランス、側ハカレント
トランスｆｉｌｌの二次巻線出力を電圧変換するための
終端抵抗、α３は抵抗ｆｉ３に発生した電圧全整流する
ダイオード、ａ４１はダイオードａ３の整流電圧により
ピークホールドを行なうコンデンサ、α５［コンデンサ
ＩＯ電圧を検出しパルス幅制御回路（４）に電圧を供給
する検出電圧伝達回路、顧は抵抗α２．ダイオード（１
３，コンデンサミー１検出電圧伝達回路αＳよシ構成さ
れた電流検出回路である。
従来のこの糧の装置においては一次電源ｆｉｌから供給
される電力をトランジスタ（６１によってパルス状の電
力に変換しトランス（２）に入力する。
される電力をトランジスタ（６１によってパルス状の電
力に変換しトランス（２）に入力する。
このトランス（２）によって規定の電圧に降圧又は昇圧
した電力に変換し、整流平滑回路（８）で整流平滑され
直流出力として負荷（９）に供給している。
した電力に変換し、整流平滑回路（８）で整流平滑され
直流出力として負荷（９）に供給している。
負荷（９）に供給される電圧は電圧検出回路ａ１で検出
され検出電圧の大きさによりパルス幅制御回路（４）の
パルス信号の幅を制御することにょシ安定化きれている
。
され検出電圧の大きさによりパルス幅制御回路（４）の
パルス信号の幅を制御することにょシ安定化きれている
。
ここで、１ｓｔ流検比検出αＧの各部の電圧波形を示す
第４図を用いてその動作を説明する。
第４図を用いてその動作を説明する。
いま、負荷（９）の増加によりトランジスタ（６）のコ
レクタ電流が増加していったとするとカレントトランス
ａυの二次側巻線出力である抵抗σ２に発生する電圧Ｖ
Ｒは第４図（７）に示すようにコレクタ電流の増加と相
似した値で増加していく。
レクタ電流が増加していったとするとカレントトランス
ａυの二次側巻線出力である抵抗σ２に発生する電圧Ｖ
Ｒは第４図（７）に示すようにコレクタ電流の増加と相
似した値で増加していく。
この抵抗ａＺに発生した電圧ＶＲｆダイオード１１３で
整流し、コンデンサα４ｆ充電することによりコンデン
サの電圧ｖＣＩを検出電圧伝達回路αＳによりピークホ
ールドを行ないこの電圧Ｖ。１にょクコレクタ電流をあ
る一定以下の値に保つ動作が行われる。
整流し、コンデンサα４ｆ充電することによりコンデン
サの電圧ｖＣＩを検出電圧伝達回路αＳによりピークホ
ールドを行ないこの電圧Ｖ。１にょクコレクタ電流をあ
る一定以下の値に保つ動作が行われる。
しかし、−第４図（イ）に示されるように電流検出回路
ｃｅの検出電圧Ｖ。１はトランジスタ＋６１のコレクタ
電流に対応するカレントトランスσυの出力の直値であ
るＶＲ８に比べてかなり低い値でしか検出できない。
ｃｅの検出電圧Ｖ。１はトランジスタ＋６１のコレクタ
電流に対応するカレントトランスσυの出力の直値であ
るＶＲ８に比べてかなり低い値でしか検出できない。
ここで−ＶＲ８とｖＣｌの関係は第１式に示される。
ＶＨＢ＝Ｖｕ＋Ｖｄ、 ＶｕユＶｃ１ 曲＋＋＋＋＋＋
＋＋＋ ＋１１この第１式でＶｕｉｊ ＶＲのうち正方
向に発生する電圧、ｖｄはＶＲのうち負方向に発生する
電圧である。
＋＋＋ ＋１１この第１式でＶｕｉｊ ＶＲのうち正方
向に発生する電圧、ｖｄはＶＲのうち負方向に発生する
電圧である。
このようにＶＲ８とＶ。１０間にはｖｄＯ差が存在する
ため過電流検出点の設定にＶｄを補正する等の配慮が必
要となシ設計が複雑になるばかシか部品の特性のばらつ
きによる影響が大きく正確な電流検出ができない等の欠
点を有する。
ため過電流検出点の設定にＶｄを補正する等の配慮が必
要となシ設計が複雑になるばかシか部品の特性のばらつ
きによる影響が大きく正確な電流検出ができない等の欠
点を有する。
従来の直流電源装置における電流検出回路は前述のよう
に構成されているためトランジスタ（６）のコレクタ電
流に対するカレントトランス１１１の二次側巻線出力ｖ
Ｒの真の値であるＶＢ８と電流検出回路ＵＳの検出電圧
であるｖｃｌとの間にはＶＢのうち負方向に発生する電
圧ｖｄの差が存在するため過電流検出点の設定が複雑に
なるばかシか部品の特性のばらつきによる影響が大きく
正確な電流検出ができない等の欠点があった。
に構成されているためトランジスタ（６）のコレクタ電
流に対するカレントトランス１１１の二次側巻線出力ｖ
Ｒの真の値であるＶＢ８と電流検出回路ＵＳの検出電圧
であるｖｃｌとの間にはＶＢのうち負方向に発生する電
圧ｖｄの差が存在するため過電流検出点の設定が複雑に
なるばかシか部品の特性のばらつきによる影響が大きく
正確な電流検出ができない等の欠点があった。
この発明は、かかる課題を解決するためになされたもの
で電流検出の精度の向上及び部品の特性のばらつきによ
る影響の低減に関するものである。
で電流検出の精度の向上及び部品の特性のばらつきによ
る影響の低減に関するものである。
この発明に係る直流電源装置は正確な電流検出を行なう
とともに部品の特性のばらつきＫよる影響の低減化ヲハ
かるべく、カレントトランス＋１７１の二次側巻線出力
を従来の１出力から２出力とし電流検出回路Ｃ１６中で
その各々の出力を１つの出力は正方向で整流してコンデ
ンサを充電し、他の１つは負方向で整流してコンデンサ
を充電してトランジスタ（６）のコレクタ電流に対する
カレントトランス＋１７１の二次側巻線出力であるｖＲ
ｌ、ＶＲ２の真値ｖＲ８１＊ ＶＢ８２と電流検出回路
の検出電圧ｖ３とがほぼ同一となるようにしたものであ
る。
とともに部品の特性のばらつきＫよる影響の低減化ヲハ
かるべく、カレントトランス＋１７１の二次側巻線出力
を従来の１出力から２出力とし電流検出回路Ｃ１６中で
その各々の出力を１つの出力は正方向で整流してコンデ
ンサを充電し、他の１つは負方向で整流してコンデンサ
を充電してトランジスタ（６）のコレクタ電流に対する
カレントトランス＋１７１の二次側巻線出力であるｖＲ
ｌ、ＶＲ２の真値ｖＲ８１＊ ＶＢ８２と電流検出回路
の検出電圧ｖ３とがほぼ同一となるようにしたものであ
る。
この発明においてＦ１直流電源装置におけるカレントト
ランスα７Ｉを用いた電流検出回路（ＩＢにおいてトラ
ンジスタ（６）の二次側巻線出力であるｖＲ１ｐ ｖＲ
２の真値ｖＲ８１−ＶＲ８２と電流検出回路σｅの検出
電圧ｖ３とがほぼ同一となるよう構成することにょシ正
確な電流検出を行なうとともに部品の特性のばらつきに
よる過電流検出点のばらつきを低減するものである。
ランスα７Ｉを用いた電流検出回路（ＩＢにおいてトラ
ンジスタ（６）の二次側巻線出力であるｖＲ１ｐ ｖＲ
２の真値ｖＲ８１−ＶＲ８２と電流検出回路σｅの検出
電圧ｖ３とがほぼ同一となるよう構成することにょシ正
確な電流検出を行なうとともに部品の特性のばらつきに
よる過電流検出点のばらつきを低減するものである。
第１図はこの発明の１実施例であ汎（ｔｌ 〜ｒｉｅＦ
ｉ上記従米装置と従来又は相当するもので、 （１７＋
はトランジスタ１６１のコレクタ電流を検出するための
カレントトランス、σ１１はカレントトランスαηの二
次巻線出力を電圧変換するための終端抵抗、αｇは抵抗
化に発生した電圧を整流するダイオード、■はダイオー
ド（１９の整流電圧によシビークホールドを行なうコン
デンサである。
ｉ上記従米装置と従来又は相当するもので、 （１７＋
はトランジスタ１６１のコレクタ電流を検出するための
カレントトランス、σ１１はカレントトランスαηの二
次巻線出力を電圧変換するための終端抵抗、αｇは抵抗
化に発生した電圧を整流するダイオード、■はダイオー
ド（１９の整流電圧によシビークホールドを行なうコン
デンサである。
上記のように構成された直流電源装置においてに、一次
電源（１）から供給される電力をトランジスタ（６１に
よってパルス状の電力に変換しトランス（２１に入力す
る。
電源（１）から供給される電力をトランジスタ（６１に
よってパルス状の電力に変換しトランス（２１に入力す
る。
このトランス（２１によって規定の電圧に降圧又は昇圧
した電力に変換し整流平滑回路（８）にて整流平滑され
直流出力として負荷（９１に供給している。
した電力に変換し整流平滑回路（８）にて整流平滑され
直流出力として負荷（９１に供給している。
負荷（９）に供給される電圧は電圧検出回路ａωで検出
され検出電圧の大きさによシパルス幅制御回路（４１の
パルス信号の＠を制御することＫよ）安定化されている
。
され検出電圧の大きさによシパルス幅制御回路（４１の
パルス信号の＠を制御することＫよ）安定化されている
。
このように通常は従来の直流電源装置と同一の動作とな
る。
る。
ここで、第２図は負荷の短絡等によりトランジスタ（６
：のコレクタ電流が増大した時の第１図に示す工うに構
成された電流検出回路ａＳの動作図を示したもので、（
７１はトランジスタ＋８１のコレクタ電流に対するカレ
ントトランスａｎの二次側巻線出力Ｗ１によシ抵抗ｆｉ
２に発生する電圧ＶＨ１の動作波形図。
：のコレクタ電流が増大した時の第１図に示す工うに構
成された電流検出回路ａＳの動作図を示したもので、（
７１はトランジスタ＋８１のコレクタ電流に対するカレ
ントトランスａｎの二次側巻線出力Ｗ１によシ抵抗ｆｉ
２に発生する電圧ＶＨ１の動作波形図。
（イ）はそのＶＲｔの正方向の電圧ｖｕ１ｔ−ダイオー
ド（１３にて整流し友電圧ＶＤ１とｖＤｌにより充電窟
れたコンデンサα４に発生する電圧ｖｃ１の動作波形図
、（〕は上記トトランジスタの二次側巻線出力Ｗ２ に
よシ抵抗（Ｉｌｌに発生する電圧ｖＲ２の動作波形図、
に）はそのＶＲ２の負方向の電圧ＶｄＺをダイオード１
ｇにて整流した電圧ＶＤ２とＶＤｌによ）充電されたコ
ンデンサ■に発生する電圧■。２の動作波形図、（３）
はＶＲｌの正方向の電圧ｖｕ１ｔ”ダイオード０にて整
流した電圧ｖＤ１とＶＤｌにより充電されたコンデンサ
（１４１に発生する電圧■。１とＶＲ２の負方向の電圧
Ｖｄ２にダイオードσ９にて整流した電圧Ｖｐ ２とＶ
Ｄｌにょシ充電され次コンデンサ■に発生する電圧ｖＣ
２を加算した電圧、つまシコンデンサα署の電圧ｖｃ１
とコンデンサ■の電圧ｖＣ２ヲ加算した電圧ｖ３とトラ
ンジスタ（６）のコレクタ電流に対するカレントトラン
ス１１７１の二次巻線出力の直値ｖＲ８１，ｖＲ８２の
動作波形図である。
ド（１３にて整流し友電圧ＶＤ１とｖＤｌにより充電窟
れたコンデンサα４に発生する電圧ｖｃ１の動作波形図
、（〕は上記トトランジスタの二次側巻線出力Ｗ２ に
よシ抵抗（Ｉｌｌに発生する電圧ｖＲ２の動作波形図、
に）はそのＶＲ２の負方向の電圧ＶｄＺをダイオード１
ｇにて整流した電圧ＶＤ２とＶＤｌによ）充電されたコ
ンデンサ■に発生する電圧■。２の動作波形図、（３）
はＶＲｌの正方向の電圧ｖｕ１ｔ”ダイオード０にて整
流した電圧ｖＤ１とＶＤｌにより充電されたコンデンサ
（１４１に発生する電圧■。１とＶＲ２の負方向の電圧
Ｖｄ２にダイオードσ９にて整流した電圧Ｖｐ ２とＶ
Ｄｌにょシ充電され次コンデンサ■に発生する電圧ｖＣ
２を加算した電圧、つまシコンデンサα署の電圧ｖｃ１
とコンデンサ■の電圧ｖＣ２ヲ加算した電圧ｖ３とトラ
ンジスタ（６）のコレクタ電流に対するカレントトラン
ス１１７１の二次巻線出力の直値ｖＲ８１，ｖＲ８２の
動作波形図である。
第１図のように構成されたカレントトランスσｎ及び電
流検出口路σＧにおいてトランジスタ（６）のコレクタ
電流が負荷（９）の増加とともに増加していくとカレン
トトランスａ′ｎの二次側巻線出力であるｖＲ１＝ｖＲ
２も第２図（７）に示すように増加していく。
流検出口路σＧにおいてトランジスタ（６）のコレクタ
電流が負荷（９）の増加とともに増加していくとカレン
トトランスａ′ｎの二次側巻線出力であるｖＲ１＝ｖＲ
２も第２図（７）に示すように増加していく。
ここで、抵抗α２に発生した電圧ＶＢ 、のうち正方向
に発生する電圧■。、をダイオードα３にて整流してコ
ンデンサａ４’４ ｖｃ、まで充電する。
に発生する電圧■。、をダイオードα３にて整流してコ
ンデンサａ４’４ ｖｃ、まで充電する。
このとき、ＶｕｌとｖＤｌ及びｖｃｌの関係は第２式％
式％ 次に、抵抗妨に発生しな電圧ｖＲ２のうち負方向に発生
する電圧ｖｄｚｔ”ダイオードσ９にて整流してコンデ
ンサｃｏｙｖ。２まで充電する。
式％ 次に、抵抗妨に発生しな電圧ｖＲ２のうち負方向に発生
する電圧ｖｄｚｔ”ダイオードσ９にて整流してコンデ
ンサｃｏｙｖ。２まで充電する。
このとき−■ｄ２とＶＯ２及びＶ。２の関係は第３式％
式％ さらにコンデンサα４とコンデンサ■に発生する電圧が
加算されたものが電流検出回路（１Ｂの検出電圧Ｖ３と
なシその関係は第４式に示される。
式％ さらにコンデンサα４とコンデンサ■に発生する電圧が
加算されたものが電流検出回路（１Ｂの検出電圧Ｖ３と
なシその関係は第４式に示される。
ＶＢ＝ ｌ”Ｌｌ １ ’＝ １Ｖｐｔ ｌ ：ｌＶｃ
１ ｌ ＋ Ｉｖｄ２１： １ｖＤ２１ ＝ｌ Ｖ（
２１なお、カレントトランスα９の二次側巻線出力Ｗ１
とＷ２．抵抗！１２と抵抗＋１８は同一の関係にあるの
でｖＲｌ：ｖＲ２Ｉｖｕ１：ｖｕ２Ｉｖｄ１：ｖｄ２と
なる◎ここで、トランジスタ（６１のコレクタ電流に対
するカレントトランス翻の二次側巻線出力であるＶＲ，
、ＶＲ２Ｏ真値ｖＲ８１・ ようＩ／ｃｖＲ８，＝ｖｕ、＋ｖｄ、。
１ ｌ ＋ Ｉｖｄ２１： １ｖＤ２１ ＝ｌ Ｖ（
２１なお、カレントトランスα９の二次側巻線出力Ｗ１
とＷ２．抵抗！１２と抵抗＋１８は同一の関係にあるの
でｖＲｌ：ｖＲ２Ｉｖｕ１：ｖｕ２Ｉｖｄ１：ｖｄ２と
なる◎ここで、トランジスタ（６１のコレクタ電流に対
するカレントトランス翻の二次側巻線出力であるＶＲ，
、ＶＲ２Ｏ真値ｖＲ８１・ ようＩ／ｃｖＲ８，＝ｖｕ、＋ｖｄ、。
から上述よシ。
ＶＲ８２は第１式に示される
ＶＲ８２：ｖｕ２＋ｖｄ２テアル
’Ｒ８１”ＶＲ８２” ”’ｕ １ ｌ ＋ ｌＶｄ２
１”ＩＶＤＩ Ｉ ＋ ｌ Ｖｐｚ Ｉ ユｌＶｃ、ｌ
＋１Ｖｃ２１ となることがわかる。
１”ＩＶＤＩ Ｉ ＋ ｌ Ｖｐｚ Ｉ ユｌＶｃ、ｌ
＋１Ｖｃ２１ となることがわかる。
つまシ、第１図のように構成された電流検出回路ａｓの
検出電圧は”Ｒ８１＝ｖＲ８２＝ｖ３ テあるｌめよシ
正確な電流検出が可能となる。
検出電圧は”Ｒ８１＝ｖＲ８２＝ｖ３ テあるｌめよシ
正確な電流検出が可能となる。
なお、上記実施例ではスイッチング素子としてトランジ
スタ＋８１ｉ［個使用した一石フォワード型の直流電源
装置について述べたがフライバック型の直流電源装置、
スイッチング素子を２個使用するプッシュプル型の直流
電源装置についても同様の効果が期待できる。
スタ＋８１ｉ［個使用した一石フォワード型の直流電源
装置について述べたがフライバック型の直流電源装置、
スイッチング素子を２個使用するプッシュプル型の直流
電源装置についても同様の効果が期待できる。
この発明は以上説明したとおシカレントトランスａηの
二次側巻線を２つ設け１つの出力を正方向で整流し、他
の１つの出力を負方向で整流し加算したものを電流検出
回路（１１１で構成することでカレントトランスの出力
の正確な検出が可能にな〕。
二次側巻線を２つ設け１つの出力を正方向で整流し、他
の１つの出力を負方向で整流し加算したものを電流検出
回路（１１１で構成することでカレントトランスの出力
の正確な検出が可能にな〕。
部品の特性のばらつきＫよる検出値のばらつきが低減さ
れ負荷の増大時などにトランジスタ（６）の過電流によ
る破壊を防止できるとともにデイレ−ティングの適性化
ｔ−はかることができる効果を有する。
れ負荷の増大時などにトランジスタ（６）の過電流によ
る破壊を防止できるとともにデイレ−ティングの適性化
ｔ−はかることができる効果を有する。
第１図はこの発明を適用した直流電源装置の回路例を示
す図、第２図はこの発明の電流検出回路部の動作を説明
するための図、第３図は従来の回路例を示す図、第４図
は従来の回路の電流検出回路部の動作を説明するための
図である。 図中、（１）は一次電源、Ｃ２）はトランス、（３）は
補助電源、Ｃ４）はパルス幅制御回路、（５）は駆動回
路、（６１はトランジスタ、 ＋７１．Ｃ３，Ｃ９はダ
イオード、（８）は整流平滑回路、（９）は負荷、 ａ
（１は電圧検出回路、ａυ。 ａｎＦｉカレントトランス、ｏ、 錦’抵抗、［ＩＪ、
■はコンデンサ、Ｕは検出電圧伝達回路、 １１９は電
流検出回路である。 なお、各図中同一符号は同−又は相当部分を示す。 第 １ 図
す図、第２図はこの発明の電流検出回路部の動作を説明
するための図、第３図は従来の回路例を示す図、第４図
は従来の回路の電流検出回路部の動作を説明するための
図である。 図中、（１）は一次電源、Ｃ２）はトランス、（３）は
補助電源、Ｃ４）はパルス幅制御回路、（５）は駆動回
路、（６１はトランジスタ、 ＋７１．Ｃ３，Ｃ９はダ
イオード、（８）は整流平滑回路、（９）は負荷、 ａ
（１は電圧検出回路、ａυ。 ａｎＦｉカレントトランス、ｏ、 錦’抵抗、［ＩＪ、
■はコンデンサ、Ｕは検出電圧伝達回路、 １１９は電
流検出回路である。 なお、各図中同一符号は同−又は相当部分を示す。 第 １ 図
Claims (1)
- パルス信号のパルス幅を変化して負荷への供給電圧の
制御を行なうパルス幅制御回路と、前記パルス幅制御回
路の出力信号を電力増幅する駆動回路と、前記駆動回路
の出力信号によりスイッチング動作を行なうトランジス
タと、一次巻線の一端が前記トランジスタのコレクタに
接続され少なくとも１つの二次巻線を有するトランスと
、前記トランスの二次巻線出力を整流平滑する整流平滑
回路と、前記整流平滑回路の出力を検出し負荷への供給
電圧を制御するための信号を発生する電圧検出回路と、
一次巻線の一端が前記トランジスタのコレクタ又はエミ
ッタに接続されトランジスタのコレクタ電流又はエミッ
タ電流を検出するための２つの二次巻線を有するカレン
トトランスと、前記カレントトランスの二次巻線出力の
最大振幅点を検出しトランジスタに流れる過電流を阻止
するための信号を発生する電流検出回路を備えたことを
特徴とする直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8450289A JPH02266864A (ja) | 1989-04-03 | 1989-04-03 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8450289A JPH02266864A (ja) | 1989-04-03 | 1989-04-03 | 直流電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02266864A true JPH02266864A (ja) | 1990-10-31 |
Family
ID=13832420
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8450289A Pending JPH02266864A (ja) | 1989-04-03 | 1989-04-03 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02266864A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09322532A (ja) * | 1996-05-28 | 1997-12-12 | Origin Electric Co Ltd | 電源回路 |
| JP2009050071A (ja) * | 2007-08-17 | 2009-03-05 | Cosel Co Ltd | スイッチング電源装置 |
-
1989
- 1989-04-03 JP JP8450289A patent/JPH02266864A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09322532A (ja) * | 1996-05-28 | 1997-12-12 | Origin Electric Co Ltd | 電源回路 |
| JP2009050071A (ja) * | 2007-08-17 | 2009-03-05 | Cosel Co Ltd | スイッチング電源装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN103222173B (zh) | 绝缘型电源装置及照明装置 | |
| CN101582638B (zh) | 开关电源装置 | |
| JP4693868B2 (ja) | 力率補正回路 | |
| US10128762B2 (en) | Semiconductor device for controlling power source | |
| JP5400833B2 (ja) | スイッチング電源回路、半導体装置、ｌｅｄ照明装置 | |
| CN103368400A (zh) | 用于恒压控制和恒流控制的系统和方法 | |
| US20110194316A1 (en) | Switching power supply device | |
| JP6906566B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP6801816B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JP6358397B2 (ja) | 多相力率改善回路 | |
| TWI462450B (zh) | 功率轉換器之控制電路以及離線功率轉換器之控制電路 | |
| US9627988B2 (en) | Switch control circuit and resonant converter including the same | |
| US20040036450A1 (en) | Method for detecting the null current condition in a PWM driven inductor and a relative driving circuit | |
| US10277113B2 (en) | Switching power supply with output power estimation | |
| US20130163291A1 (en) | Switch circuit, power supply device including the same, and driving method thereof | |
| JPH02266864A (ja) | 直流電源装置 | |
| US9665744B2 (en) | Input front-end circuit for switching power supply control integrated circuit and switching power supply controller having the same | |
| US11309794B2 (en) | Switching power supply device | |
| JP4969204B2 (ja) | 過電流保護回路 | |
| JPH10229674A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ | |
| JP7577980B2 (ja) | 電流検出回路、電源回路 | |
| JPS6166564A (ja) | 電源装置 | |
| JP3472517B2 (ja) | 直流安定化電源装置 | |
| JPS62225168A (ja) | 直流電源装置 | |
| JPS648525B2 (ja) |