JPH02266868A - 電源装置の制御方式 - Google Patents
電源装置の制御方式Info
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- JPH02266868A JPH02266868A JP1066665A JP6666589A JPH02266868A JP H02266868 A JPH02266868 A JP H02266868A JP 1066665 A JP1066665 A JP 1066665A JP 6666589 A JP6666589 A JP 6666589A JP H02266868 A JPH02266868 A JP H02266868A
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 10
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims abstract description 67
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 15
- 238000012546 transfer Methods 0.000 claims description 19
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 5
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 15
- 238000012937 correction Methods 0.000 abstract description 8
- 238000004904 shortening Methods 0.000 abstract 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 17
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 5
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 3
- 101100071627 Schizosaccharomyces pombe (strain 972 / ATCC 24843) swo1 gene Proteins 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- LUNQZVCDZKODKF-PFVVTREHSA-L copper acetic acid (2S)-6-amino-2-[[(2S)-2-[(2-aminoacetyl)amino]-3-(1H-imidazol-5-yl)propanoyl]amino]hexanoate (2S)-6-amino-2-[[(2S)-2-[(2-amino-1-oxidoethylidene)amino]-3-(1H-imidazol-5-yl)propanoyl]amino]hexanoate hydron Chemical compound [Cu+2].CC(O)=O.CC(O)=O.NCCCC[C@@H](C([O-])=O)NC(=O)[C@@H](NC(=O)CN)CC1=CN=CN1.NCCCC[C@@H](C([O-])=O)NC(=O)[C@@H](NC(=O)CN)CC1=CN=CN1 LUNQZVCDZKODKF-PFVVTREHSA-L 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 108010038983 glycyl-histidyl-lysine Proteins 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
- FQZYTYWMLGAPFJ-OQKDUQJOSA-N tamoxifen citrate Chemical compound [H+].[H+].[H+].[O-]C(=O)CC(O)(CC([O-])=O)C([O-])=O.C=1C=CC=CC=1C(/CC)=C(C=1C=CC(OCCN(C)C)=CC=1)/C1=CC=CC=C1 FQZYTYWMLGAPFJ-OQKDUQJOSA-N 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4258—Arrangements for improving power factor of AC input using a single converter stage both for correction of AC input power factor and generation of a regulated and galvanically isolated DC output voltage
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明はチョークコイルを用いて交流入力電流を正弦波
に近似する電源装置の制御方式に関するものである。
に近似する電源装置の制御方式に関するものである。
（従来の技術）
一般に、交流を直接整流して直流出力を得る電源装置に
おいては、交流入力電流が休止期間を持ったパルス状に
なるため、入力力率が１００％にならず、交流の受電側
で力率を改善して高調波による障害を防止する必要があ
った。
おいては、交流入力電流が休止期間を持ったパルス状に
なるため、入力力率が１００％にならず、交流の受電側
で力率を改善して高調波による障害を防止する必要があ
った。
このため、電源装置自体に力率改善機能を備えた電源装
置として、従来、第３図のような構成のものが提案され
ている。そしてこの電源装置は、図外の制御回路により
第４図のように制御されていた。すなわち第３図におい
て、３１は交流電源、３２は４個のダイオードＤＯ１〜
００４により構成された整流回路、ＬＯＩはチョークコ
イル、ｓｗｏｔ〜５ＷＯ４は半導体スイッチ、Ｔｒｏｌ
はトランス、００５および００Ｂはダイオード、００１
〜ＣＯ３はキャパシタ、３３ａ、３３ｂは出力端子であ
る。また第４図において、（ａ）はチョークコイルＬｏ
ｔに流れる電流１０１と理想正弦波１０ａとの関係、（
ｂ）は半導体スイッチＳν０１の動作タイミング、（ｃ
）は半導体スイッチ５ｗ０２の動作タイミング、（ｄ）
は半導体スイッチ５ＷＯ３の動作タイミング、（ｅ）は
半導体スイッチ５ＷＯ４の動作タイミング、（ｆ）はト
ランスＴ「０１の２次側出力をそれぞれ示している。な
おチョークコイルＬＯＩに流れる電流＋０１からキャパ
シタＣＯ２により高周波分をカットしたものが交流入力
電流である。いま、時刻ｔ００において、半導体スイッ
チ５ＷＯ２をオン、半導体スイッチＳν０４をオフさせ
た状態で、半導体スイッチｓｗｏｔをオン、半導体スイ
ッチｓｗｏｓをオフさせると、半導体スイッチ５ＷＯ１
，５ＷＯ２を介してチョークコイルＬＯＩに電流ＩＯＩ
が流れてエネルギーが蓄積され、電流＋０１が徐々に増
加するモード、すなわち昇圧モードになる。次に時刻１
０１において、半導体スイッチＳν０１をオン、半導体
スイッチｓｗｏａをオフさせたままで、半導体スイッチ
５ＷＯ２をオフ、半導体スイッチ５ＷＯ４をオンさせる
と、チョークコイル５口１に蓄積されたエネルギーが半
導体スイッチＳν０１とトランスＴ「０１の１次巻線と
、半導体スイッチＳν０４とを介して循環すると共に、
ダイオード００５で整流されてキャパシタＣＯ３に移さ
れるので、電流＋０１が徐々に減少するモード、すなわ
ち伝達モードになる。そして時刻ｔ０２において、半導
体スイッチ５ＷＯ２をオフ、半導体スイッチ５ＷＯ４を
オンさせたままで−、半導体スイッチＳＷＯ１をオフ、
半導体スイッチＳν０３をオンさせると、半導体スイッ
チ５ＷＯ３，５ＷＯ４を介してチョークコイルＬｏｔに
電流＋０１が流れてエネルギーが蓄積され、再び昇圧モ
ードに移行する。さらに時刻ｔ０３において、半導体ス
イッチ５ＷＯＩをオフ、半導体スイッチ５ＷＯ３をオン
させたままで、半導体スイッチ５ＷＯ２をオン、半導体
スイッチ５ＷＯ４をオフさせると、チョークコイルＬＯ
Ｉに蓄積されたエネルギーが半導体スイッチＳν０８と
トランスＴｒＯ１の１次巻線と半導体スイッチ５ＷＯ２
とを介して循環すると共に、ダイオードＤＯ８で整流さ
れてキャパシタ００３に移されるので、再び電流＋０１
が徐々に減少する伝達モードに移行する。以下同様の動
作を反復させると、第４図（ｆ）のようなトランスＴｒ
Ｏ１の２次側出力が得られる。そして第４図（ａ）の理
想正弦波１０ａのような交流入力電流を得るためには、
昇圧モードと伝達モードとのデユーティ−比を変化させ
ると共に、キャパシタＣＯ２により高周波分をカットす
ればよい。すなわち、交流入力電流を増加させるときに
は、昇圧モードの動作時間を増加させ、交流入力電流を
減少させるときには、伝達モードの動作時間を増加させ
ればよい。このような従来の電源装置は、例えば特開昭
０３−１９０５５７号公報に記載されている。
置として、従来、第３図のような構成のものが提案され
ている。そしてこの電源装置は、図外の制御回路により
第４図のように制御されていた。すなわち第３図におい
て、３１は交流電源、３２は４個のダイオードＤＯ１〜
００４により構成された整流回路、ＬＯＩはチョークコ
イル、ｓｗｏｔ〜５ＷＯ４は半導体スイッチ、Ｔｒｏｌ
はトランス、００５および００Ｂはダイオード、００１
〜ＣＯ３はキャパシタ、３３ａ、３３ｂは出力端子であ
る。また第４図において、（ａ）はチョークコイルＬｏ
ｔに流れる電流１０１と理想正弦波１０ａとの関係、（
ｂ）は半導体スイッチＳν０１の動作タイミング、（ｃ
）は半導体スイッチ５ｗ０２の動作タイミング、（ｄ）
は半導体スイッチ５ＷＯ３の動作タイミング、（ｅ）は
半導体スイッチ５ＷＯ４の動作タイミング、（ｆ）はト
ランスＴ「０１の２次側出力をそれぞれ示している。な
おチョークコイルＬＯＩに流れる電流＋０１からキャパ
シタＣＯ２により高周波分をカットしたものが交流入力
電流である。いま、時刻ｔ００において、半導体スイッ
チ５ＷＯ２をオン、半導体スイッチＳν０４をオフさせ
た状態で、半導体スイッチｓｗｏｔをオン、半導体スイ
ッチｓｗｏｓをオフさせると、半導体スイッチ５ＷＯ１
，５ＷＯ２を介してチョークコイルＬＯＩに電流ＩＯＩ
が流れてエネルギーが蓄積され、電流＋０１が徐々に増
加するモード、すなわち昇圧モードになる。次に時刻１
０１において、半導体スイッチＳν０１をオン、半導体
スイッチｓｗｏａをオフさせたままで、半導体スイッチ
５ＷＯ２をオフ、半導体スイッチ５ＷＯ４をオンさせる
と、チョークコイル５口１に蓄積されたエネルギーが半
導体スイッチＳν０１とトランスＴ「０１の１次巻線と
、半導体スイッチＳν０４とを介して循環すると共に、
ダイオード００５で整流されてキャパシタＣＯ３に移さ
れるので、電流＋０１が徐々に減少するモード、すなわ
ち伝達モードになる。そして時刻ｔ０２において、半導
体スイッチ５ＷＯ２をオフ、半導体スイッチ５ＷＯ４を
オンさせたままで−、半導体スイッチＳＷＯ１をオフ、
半導体スイッチＳν０３をオンさせると、半導体スイッ
チ５ＷＯ３，５ＷＯ４を介してチョークコイルＬｏｔに
電流＋０１が流れてエネルギーが蓄積され、再び昇圧モ
ードに移行する。さらに時刻ｔ０３において、半導体ス
イッチ５ＷＯＩをオフ、半導体スイッチ５ＷＯ３をオン
させたままで、半導体スイッチ５ＷＯ２をオン、半導体
スイッチ５ＷＯ４をオフさせると、チョークコイルＬＯ
Ｉに蓄積されたエネルギーが半導体スイッチＳν０８と
トランスＴｒＯ１の１次巻線と半導体スイッチ５ＷＯ２
とを介して循環すると共に、ダイオードＤＯ８で整流さ
れてキャパシタ００３に移されるので、再び電流＋０１
が徐々に減少する伝達モードに移行する。以下同様の動
作を反復させると、第４図（ｆ）のようなトランスＴｒ
Ｏ１の２次側出力が得られる。そして第４図（ａ）の理
想正弦波１０ａのような交流入力電流を得るためには、
昇圧モードと伝達モードとのデユーティ−比を変化させ
ると共に、キャパシタＣＯ２により高周波分をカットす
ればよい。すなわち、交流入力電流を増加させるときに
は、昇圧モードの動作時間を増加させ、交流入力電流を
減少させるときには、伝達モードの動作時間を増加させ
ればよい。このような従来の電源装置は、例えば特開昭
０３−１９０５５７号公報に記載されている。
（発明が解決しようとする課題）
上記従来の制御方式では、１回の昇圧モードによる作動
時間とそれに続く伝達モードによる作動時間との合計が
常に一定であり、伝達モードの昇圧モードに対するデユ
ーティ−比を変化させている。しかしながらこのような
制御方式では、交流入力電圧のゼロクロス付近における
理想正弦波１０ａの変化率は最大であるため、伝達モー
ドの昇圧モードに対するデユーティ−比または昇圧モー
ドの伝達モードに対する比を小さくする必要があり、し
かも交流入力電圧のゼロクロス付近における昇圧モード
でのチョークコイル１．Ｏｌに蓄積されるエネルギーは
少ないため、それに続く伝達モードでキャパシタＣＯ３
に移されるエネルギーとの間に生じるアンバランスや、
半導体スイッチｓｗｏ ｔ〜５ＷＯ４の蓄積時間によっ
て、第４図（ａ）の期間りのような波形歪みを生じると
いう欠点があった。
時間とそれに続く伝達モードによる作動時間との合計が
常に一定であり、伝達モードの昇圧モードに対するデユ
ーティ−比を変化させている。しかしながらこのような
制御方式では、交流入力電圧のゼロクロス付近における
理想正弦波１０ａの変化率は最大であるため、伝達モー
ドの昇圧モードに対するデユーティ−比または昇圧モー
ドの伝達モードに対する比を小さくする必要があり、し
かも交流入力電圧のゼロクロス付近における昇圧モード
でのチョークコイル１．Ｏｌに蓄積されるエネルギーは
少ないため、それに続く伝達モードでキャパシタＣＯ３
に移されるエネルギーとの間に生じるアンバランスや、
半導体スイッチｓｗｏ ｔ〜５ＷＯ４の蓄積時間によっ
て、第４図（ａ）の期間りのような波形歪みを生じると
いう欠点があった。
（課題を解決するための手段）
上記課題を解決するため、本発明の電源装置の制御方式
は、交流電源の出力を整流回路により直接整流し、前記
整流回路の出力を複数の半導体スイッチにより制御して
、前記整流回路の出力をチョークコイルに電磁エネルギ
ーとして蓄積する昇圧モードと、前記チョークコイルに
蓄積された電磁エネルギーをトランスを介して負荷側に
供給する伝達モードとに交互に切換えることにより、前
記交流電源から供給される交流入力電流を理想正弦波に
近似させる電源装置の制御方式において、前記理想正弦
波の電流値よりも一定値だけ大きい上限設定値と、前記
理想正弦波の電流値よりも一定値だけ小さい下限設定値
とを定め、前記複数の半導体スイッチをクロックパルス
発生器から供給される所定周波数のクロックパルスに基
づいて作動させることにより、前記昇圧モード時には前
記交流入力電流が増加して前記上限設定値に達するまで
昇圧モードを継続させ、前記伝達モード時には前記交流
入力電流が減少して前記下限設定値に達するまで伝達モ
ードを継続させて、この伝達モード時に前記半導体スイ
ッチを前記クロックパルスの周波数でスイッチングさせ
るものである。
は、交流電源の出力を整流回路により直接整流し、前記
整流回路の出力を複数の半導体スイッチにより制御して
、前記整流回路の出力をチョークコイルに電磁エネルギ
ーとして蓄積する昇圧モードと、前記チョークコイルに
蓄積された電磁エネルギーをトランスを介して負荷側に
供給する伝達モードとに交互に切換えることにより、前
記交流電源から供給される交流入力電流を理想正弦波に
近似させる電源装置の制御方式において、前記理想正弦
波の電流値よりも一定値だけ大きい上限設定値と、前記
理想正弦波の電流値よりも一定値だけ小さい下限設定値
とを定め、前記複数の半導体スイッチをクロックパルス
発生器から供給される所定周波数のクロックパルスに基
づいて作動させることにより、前記昇圧モード時には前
記交流入力電流が増加して前記上限設定値に達するまで
昇圧モードを継続させ、前記伝達モード時には前記交流
入力電流が減少して前記下限設定値に達するまで伝達モ
ードを継続させて、この伝達モード時に前記半導体スイ
ッチを前記クロックパルスの周波数でスイッチングさせ
るものである。
（作用）
半導体スイッチをクロックパルス発生器から供給される
所定周波数のクロックパルスに基づいて作動させる。こ
れにより昇圧モード時には交流入力電流が増加して上限
設定値に達するまで昇圧モードが継続し、伝達モード時
には交流入力電流が減少して下限設定値に達するまで伝
達モードが継続する。伝達モード時には半導体スイッチ
によりクロックパルスの周波数でスイッチングが行われ
る。
所定周波数のクロックパルスに基づいて作動させる。こ
れにより昇圧モード時には交流入力電流が増加して上限
設定値に達するまで昇圧モードが継続し、伝達モード時
には交流入力電流が減少して下限設定値に達するまで伝
達モードが継続する。伝達モード時には半導体スイッチ
によりクロックパルスの周波数でスイッチングが行われ
る。
（実施例）
以下、本発明の一実施例を第１図および第２図に基づい
て説明する。
て説明する。
第１図は本発明の一実施例における制御方式を採用した
電源装置の構成図で、１は例えば商用電源等の交流電源
であり、交流電源１の一端はキャパシタＣＩの一端とダ
イオードＤｌのアノードとダイオードＤ２のカソードと
に接続されている。ダイオードＤ１のカソードはダイオ
ードＤ３のカソードと高周波成分除去用の小容量のキャ
パシタＣ２の一端とチョークコイルＬ１の一端とに接続
されており、チョークコイルＬＬの他端はバイポーラト
ランジスタや電界効果トランジスタ等のスイッチング素
子からなる半導体スイッチ９１１の一端に接続されてい
る。半導体スイッチＳｗｌの他端はトランスＴｒｌの１
次巻線の一端と半導体スイッチＳＷ２の一端とに接続さ
れており、チョークコイルＬｌの他端と半導体スイッチ
Ｓｗ１の一端との接続点には半導体スイッチＳＷ３の一
端が接続されている。半導体スイッチＳＷ３の他端はト
ランスＴｒｉの他端と半導体スイッチＳＷ４の一端とに
接続されており、半導体スイッチＳＱ４の他端は半導体
スイッチＳν２の他端とキャパシタＣ２の他端とダイオ
ードＤ４のアノードとダイオードＤ２のアノードとに接
続されている。ダイオードＤ４のカソードはキャパシタ
Ｃ１の他端と交流型７１１の他端とに接続されている。
電源装置の構成図で、１は例えば商用電源等の交流電源
であり、交流電源１の一端はキャパシタＣＩの一端とダ
イオードＤｌのアノードとダイオードＤ２のカソードと
に接続されている。ダイオードＤ１のカソードはダイオ
ードＤ３のカソードと高周波成分除去用の小容量のキャ
パシタＣ２の一端とチョークコイルＬ１の一端とに接続
されており、チョークコイルＬＬの他端はバイポーラト
ランジスタや電界効果トランジスタ等のスイッチング素
子からなる半導体スイッチ９１１の一端に接続されてい
る。半導体スイッチＳｗｌの他端はトランスＴｒｌの１
次巻線の一端と半導体スイッチＳＷ２の一端とに接続さ
れており、チョークコイルＬｌの他端と半導体スイッチ
Ｓｗ１の一端との接続点には半導体スイッチＳＷ３の一
端が接続されている。半導体スイッチＳＷ３の他端はト
ランスＴｒｉの他端と半導体スイッチＳＷ４の一端とに
接続されており、半導体スイッチＳＱ４の他端は半導体
スイッチＳν２の他端とキャパシタＣ２の他端とダイオ
ードＤ４のアノードとダイオードＤ２のアノードとに接
続されている。ダイオードＤ４のカソードはキャパシタ
Ｃ１の他端と交流型７１１の他端とに接続されている。
トランスＴｒｉの２次巻線の一端はダイオードＤ５のア
ノードに接続されており、ダイオードＤ５のカソードは
ダイオードＤ６のカソードと平滑用のキャパシタＣ３の
一端と一方の出力端子２ａとに接続されている。
ノードに接続されており、ダイオードＤ５のカソードは
ダイオードＤ６のカソードと平滑用のキャパシタＣ３の
一端と一方の出力端子２ａとに接続されている。
トランスＴｒｌの２次巻線のセンタータップはキャパシ
タＣ３の他端と他方の出力端子２ｂとに接続されており
、トランスＴｒｉの２次巻線の他端はダイオードＤ６の
アノードに接続されている。ダイオードＤ１〜Ｄ４はブ
リッジ接続されて整流回路３を構成している。出力端子
２ａ、２ｂには負荷が接続される。 ５はチョークコイ
ルＬｌに流れる電流を検出する電流検出器であり、電流
検出器５の両端は電流検出回路６の入力端に接続されて
いる。交流電源１の両端は入力電圧検出回路７の入力端
に接続されており、出力端子２ａ、２ｂは出力電圧検出
回路８の入力端に接続されている。出力電圧検出回路８
の出力端は基準正弦波発生回路９の制御信号入力端に接
続されており、基準正弦波発生回路９の出力端は位相補
正回路１０の一方の入力端に接続されている。位相補正
回路ｌＯの他方の入力端には入力端子検出回路７の出力
端が接続されており、位相補正回路１０の出力端は変調
回路１１の一方の入力端に接続されている。変調回路１
１の他方の入力端には５０ＫＨｚ −１００ＫＨ７程度
の所定周波数（好ましくはスイッチングレギュレータの
変換周波数程度）のクロックパルスを出力するクロック
パルス発生回路１２の出力端が接続されており、変調回
路１１の出力端はヒステリシスコンパレータ１３の一方
の入力端に接続されている。
タＣ３の他端と他方の出力端子２ｂとに接続されており
、トランスＴｒｉの２次巻線の他端はダイオードＤ６の
アノードに接続されている。ダイオードＤ１〜Ｄ４はブ
リッジ接続されて整流回路３を構成している。出力端子
２ａ、２ｂには負荷が接続される。 ５はチョークコイ
ルＬｌに流れる電流を検出する電流検出器であり、電流
検出器５の両端は電流検出回路６の入力端に接続されて
いる。交流電源１の両端は入力電圧検出回路７の入力端
に接続されており、出力端子２ａ、２ｂは出力電圧検出
回路８の入力端に接続されている。出力電圧検出回路８
の出力端は基準正弦波発生回路９の制御信号入力端に接
続されており、基準正弦波発生回路９の出力端は位相補
正回路１０の一方の入力端に接続されている。位相補正
回路ｌＯの他方の入力端には入力端子検出回路７の出力
端が接続されており、位相補正回路１０の出力端は変調
回路１１の一方の入力端に接続されている。変調回路１
１の他方の入力端には５０ＫＨｚ −１００ＫＨ７程度
の所定周波数（好ましくはスイッチングレギュレータの
変換周波数程度）のクロックパルスを出力するクロック
パルス発生回路１２の出力端が接続されており、変調回
路１１の出力端はヒステリシスコンパレータ１３の一方
の入力端に接続されている。
ヒステリシスコンパレータ１３の他方の入力端には電流
検出回路６の出力端が接続されており、ヒステリシスコ
ンパレータ１３の出力端は駆動回路１４の入力端に接続
されている。駆動回路１４の４個の出力端は半導体スイ
ッチ５ｗ１−５ｗ４の駆動信号入力端に接続されている
。
検出回路６の出力端が接続されており、ヒステリシスコ
ンパレータ１３の出力端は駆動回路１４の入力端に接続
されている。駆動回路１４の４個の出力端は半導体スイ
ッチ５ｗ１−５ｗ４の駆動信号入力端に接続されている
。
次に動作を説明する。交流電源１からの交流入力電圧は
入力端子検出回路７により検出され、入力端子検出回路
７の検出出力は基準正弦波発生回路９からの基準正弦波
と共に位相補正回路１０に入力される。基準正弦波発生
回路９からの基準正弦波は位相補正回路１０により交流
入力電圧と同位相にされ、クロックパルス発生器１２か
らのクロックパルスと共に変調回路１１に入力される。
入力端子検出回路７により検出され、入力端子検出回路
７の検出出力は基準正弦波発生回路９からの基準正弦波
と共に位相補正回路１０に入力される。基準正弦波発生
回路９からの基準正弦波は位相補正回路１０により交流
入力電圧と同位相にされ、クロックパルス発生器１２か
らのクロックパルスと共に変調回路１１に入力される。
変調回路１１からはクロックパルス発生器１２からのク
ロックパルスを位相補正回路１０からの基準正弦波で振
幅変調した信号が出力され、この変調信号はヒステリシ
スコンパレータ１３に入力されて電流検出回路６からの
チョークコイルＬ１に流れる電流に対応した電圧の信号
と比較される。ヒステリシスコンパレータ１３は比較結
果から半導体スイッチ８ｗ１−８ｌｌ１４の制御信号を
作成し、この制御信号は駆動回路１４により増幅されて
駆動信号として半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ４の駆動信
号入力端に供給される。なおヒステリシスコンパレータ
１３からの制御信号はクロックパルス発生器１２からの
クロックパルスに同期している。
ロックパルスを位相補正回路１０からの基準正弦波で振
幅変調した信号が出力され、この変調信号はヒステリシ
スコンパレータ１３に入力されて電流検出回路６からの
チョークコイルＬ１に流れる電流に対応した電圧の信号
と比較される。ヒステリシスコンパレータ１３は比較結
果から半導体スイッチ８ｗ１−８ｌｌ１４の制御信号を
作成し、この制御信号は駆動回路１４により増幅されて
駆動信号として半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ４の駆動信
号入力端に供給される。なおヒステリシスコンパレータ
１３からの制御信号はクロックパルス発生器１２からの
クロックパルスに同期している。
一方、出力端子２ａ、２ｂ間に得られる直流出力電圧は
、出力電圧検出回路８により適当なレベルに変換されて
基準正弦波発生回路９に供給される。基準正弦波発生回
路９は出力電圧検出回路８からの電圧が高いときには基
準正弦波の振幅を小さくし、出力電圧検出回路８からの
電圧が低いときには基準正弦波の振幅を大きくする。す
なわち基準正弦波の振幅が大きくなると、ヒステリシス
コンパレータ１３に入力される変調信号の振幅も大きく
なるので、伝達されるエネルギーが大きくなって直流出
力電圧が高（なるのであり、負帰環回路が構成されてい
る。
、出力電圧検出回路８により適当なレベルに変換されて
基準正弦波発生回路９に供給される。基準正弦波発生回
路９は出力電圧検出回路８からの電圧が高いときには基
準正弦波の振幅を小さくし、出力電圧検出回路８からの
電圧が低いときには基準正弦波の振幅を大きくする。す
なわち基準正弦波の振幅が大きくなると、ヒステリシス
コンパレータ１３に入力される変調信号の振幅も大きく
なるので、伝達されるエネルギーが大きくなって直流出
力電圧が高（なるのであり、負帰環回路が構成されてい
る。
第２図は第１図に示す回路の各部信号波形図で、第２図
（ａ）においてＩＩはチョークコイルＬＬを流れる電流
であり、電流検出回路６の出力に対応している。なお本
実施例ではキャパシタＣ２を設けているので、チョーク
コイルＬｌを流れる電流１０１からキャパシタＣ２によ
り高周波成分を除去したものが交流入力信号になる。キ
ャパシタＣ２を設けない場合は、チョークコイルＬｌを
流れる電流１０１がそのまま交流入力電流になる。Ｉａ
は理想正弦波であり、変調回路１１の出力に対応してい
る。
（ａ）においてＩＩはチョークコイルＬＬを流れる電流
であり、電流検出回路６の出力に対応している。なお本
実施例ではキャパシタＣ２を設けているので、チョーク
コイルＬｌを流れる電流１０１からキャパシタＣ２によ
り高周波成分を除去したものが交流入力信号になる。キ
ャパシタＣ２を設けない場合は、チョークコイルＬｌを
流れる電流１０１がそのまま交流入力電流になる。Ｉａ
は理想正弦波であり、変調回路１１の出力に対応してい
る。
Ｉａａａｘは上限設定値、Ｉａｍｉｎは下限設定値で、
これらはヒステリシスコンパレータ１３のヒステリシス
幅により決定される。第２図（ｂ）はクロックパルス発
生回路１２から出力されるクロックパルス、第２図（Ｃ
）は半導体スイッチＳｖｌの制御信号、第２図（ｄ）は
半導体スイッチＳＷ２の制御信号、第２図（ｅ）は半導
体スイッチＳＶ３の制御信号、第２図（ｆ）は半導体ス
イッチＳＷ４の制御信号、第２図（ｇ）はトランスＴｒ
ｌの２次側出力である。いま、時刻ｔ１において理想正
弦波１ａに対応する振幅を持った電圧と電流１１に対応
する電圧とがヒステリシスコンパレータ１３により比較
されると、ｌｌ−１ａが設定されたヒステリシス幅Ｉａ
ｍａｘ−ｌａに達していないので、ヒステリシスコンパ
レータ１３は半導体スイッチｓｗｒ 、 ｓｗｚがオン
、半導体スイッチＳＷ３ 、 ＳＷ４がオフである状態
を維持し、昇圧モードを継続させる。時刻ｔ２において
Ｉｆ−１ａが設定されたヒステリシス幅１ａＩＩｌａｘ
−１ａに達すると、ヒステリシスコンパレータ１３は半
導体スイッチＳＷＩをオン、半導体スイッチＳＷ３をオ
フさせた状態で半導体スイッチＳＷ２をオフ、半導体ス
イッチＳν４をオンさせて、伝達モードに移行させる。
これらはヒステリシスコンパレータ１３のヒステリシス
幅により決定される。第２図（ｂ）はクロックパルス発
生回路１２から出力されるクロックパルス、第２図（Ｃ
）は半導体スイッチＳｖｌの制御信号、第２図（ｄ）は
半導体スイッチＳＷ２の制御信号、第２図（ｅ）は半導
体スイッチＳＶ３の制御信号、第２図（ｆ）は半導体ス
イッチＳＷ４の制御信号、第２図（ｇ）はトランスＴｒ
ｌの２次側出力である。いま、時刻ｔ１において理想正
弦波１ａに対応する振幅を持った電圧と電流１１に対応
する電圧とがヒステリシスコンパレータ１３により比較
されると、ｌｌ−１ａが設定されたヒステリシス幅Ｉａ
ｍａｘ−ｌａに達していないので、ヒステリシスコンパ
レータ１３は半導体スイッチｓｗｒ 、 ｓｗｚがオン
、半導体スイッチＳＷ３ 、 ＳＷ４がオフである状態
を維持し、昇圧モードを継続させる。時刻ｔ２において
Ｉｆ−１ａが設定されたヒステリシス幅１ａＩＩｌａｘ
−１ａに達すると、ヒステリシスコンパレータ１３は半
導体スイッチＳＷＩをオン、半導体スイッチＳＷ３をオ
フさせた状態で半導体スイッチＳＷ２をオフ、半導体ス
イッチＳν４をオンさせて、伝達モードに移行させる。
伝達モードにおいては、半導体スイッチＳＷＩ 、 Ｓ
Ｗ４がオンの状態と半導体スイッチＳν２゜ＳＷ３がオ
ンの状態とがクロックパルスの１周期毎に繰返される。
Ｗ４がオンの状態と半導体スイッチＳν２゜ＳＷ３がオ
ンの状態とがクロックパルスの１周期毎に繰返される。
したがって時刻Ｌ３において逆位相の伝達モードになる
。次に時刻Ｌ４において、理想正弦波１ａに対応する振
幅を持った電圧と電流ＩＩに対応する電圧とがヒステリ
シスコンパレータ１３により比較されると、Ｉａ−１１
が設定されたヒステリシス幅１ａ−Ｉａｍｉｎに達して
いるので、再び昇圧モードになり、次に１１−１８が設
定されたヒステリシス幅１ａｍａｘ−１ａに達する時刻
ｔ５まで昇圧モードが継続される。以下同様に昇圧モー
ドと伝達モードとが交互に繰返され、電流ＩＩが理想正
弦波１ａに近似される。なお第２９図においては、図面
の理解を容易にするためにクロックパルスの周期を大き
く示しているが、実際には理想正弦波１ａの周波数が５
０Ｈｚあるいは８０Ｈｚ程度であるのに対してクロック
パルスの周波数は５０ＫＨｚ−１００ＫＨｚ程度である
。また半導体スイッチ５ｗ１−ｓｖ４はクロックパルス
の立ち上がりに同期してオン・オフするので、電流＋１
の屈曲点は上限設定値Ｔａｍａｘおよび下限設定値Ｉａ
ｉ１ｎと物理的に完全に一致するとはいえないが、理想
正、弦波１ａの周波数とクロックパルスの周波数との比
を考慮すると、実際上一致していると考えて差し支えな
い。
。次に時刻Ｌ４において、理想正弦波１ａに対応する振
幅を持った電圧と電流ＩＩに対応する電圧とがヒステリ
シスコンパレータ１３により比較されると、Ｉａ−１１
が設定されたヒステリシス幅１ａ−Ｉａｍｉｎに達して
いるので、再び昇圧モードになり、次に１１−１８が設
定されたヒステリシス幅１ａｍａｘ−１ａに達する時刻
ｔ５まで昇圧モードが継続される。以下同様に昇圧モー
ドと伝達モードとが交互に繰返され、電流ＩＩが理想正
弦波１ａに近似される。なお第２９図においては、図面
の理解を容易にするためにクロックパルスの周期を大き
く示しているが、実際には理想正弦波１ａの周波数が５
０Ｈｚあるいは８０Ｈｚ程度であるのに対してクロック
パルスの周波数は５０ＫＨｚ−１００ＫＨｚ程度である
。また半導体スイッチ５ｗ１−ｓｖ４はクロックパルス
の立ち上がりに同期してオン・オフするので、電流＋１
の屈曲点は上限設定値Ｔａｍａｘおよび下限設定値Ｉａ
ｉ１ｎと物理的に完全に一致するとはいえないが、理想
正、弦波１ａの周波数とクロックパルスの周波数との比
を考慮すると、実際上一致していると考えて差し支えな
い。
このように、昇圧モードから次の昇圧モードまでの時間
、あるいは伝達モードから次の伝達モードまでの時間が
一定にならず、理想正弦波１ａの増加率の大きい区間で
は昇圧モードの動作時間が長くなり、理想正弦波１ａの
増加率が小さくなるにつれて昇圧モードの動作時間が短
くなると共に伝達モードの動作時間が長くなって、伝達
モードの動作時間内における半導体スイッチ５ＷＩ−９
Ｗ４によるスイッチングの回数が増加する。したがって
クロックパルスの周波数をスイッチングレギュレータの
変換周波数程度に設定しておけば、半導体スイッチＳｗ
ｌ〜ＳＷ４の蓄積時間の影響を受けることなく交流入力
電流を理想正弦波１ａに良好に近似できる。また交流入
力電圧のゼロクロス付近では昇圧モードまたは伝達モー
ドが継続するので、エネルギーのアンバランスによる波
形歪みを生じることもない。
、あるいは伝達モードから次の伝達モードまでの時間が
一定にならず、理想正弦波１ａの増加率の大きい区間で
は昇圧モードの動作時間が長くなり、理想正弦波１ａの
増加率が小さくなるにつれて昇圧モードの動作時間が短
くなると共に伝達モードの動作時間が長くなって、伝達
モードの動作時間内における半導体スイッチ５ＷＩ−９
Ｗ４によるスイッチングの回数が増加する。したがって
クロックパルスの周波数をスイッチングレギュレータの
変換周波数程度に設定しておけば、半導体スイッチＳｗ
ｌ〜ＳＷ４の蓄積時間の影響を受けることなく交流入力
電流を理想正弦波１ａに良好に近似できる。また交流入
力電圧のゼロクロス付近では昇圧モードまたは伝達モー
ドが継続するので、エネルギーのアンバランスによる波
形歪みを生じることもない。
なお、交流入力電流の波形歪率は、従来方式では実測で
６．２％であったが、本実施例の場合は３％以下である
と推定される。
６．２％であったが、本実施例の場合は３％以下である
と推定される。
（別の実施例）
本発明の実施に際しては、必ずしも上記実施例のような
回路構成を採用する必要はなく、各種の変形が可能であ
る。例えば変調回路１１としてＰＬＬ回路を用いてもよ
い。
回路構成を採用する必要はなく、各種の変形が可能であ
る。例えば変調回路１１としてＰＬＬ回路を用いてもよ
い。
また上記実施例においては、高周波成分除去用の小容量
のキャパシタＣ２を設けたが、本発明はこのような構成
に限定されるものではなく、キャパシタＣ２を省略して
もよい。例えば本発明は単相回路ばかりではなく三相回
路にも適用でき、三相回路の場合には整流回路３の出力
のリップル率が小さいのでキャパシタＣ２を設けなくて
もよい。
のキャパシタＣ２を設けたが、本発明はこのような構成
に限定されるものではなく、キャパシタＣ２を省略して
もよい。例えば本発明は単相回路ばかりではなく三相回
路にも適用でき、三相回路の場合には整流回路３の出力
のリップル率が小さいのでキャパシタＣ２を設けなくて
もよい。
（発明の効果）
以上説明したように本発明によれば、従来方式のように
昇圧モードから次の昇圧モードまでの時間、あるいは伝
達モードから次の伝達モードまでの時間を一定にするの
ではなく、理想正弦波の増加率の大きい区間では昇圧モ
ードの動作時間が長くなり、理想正弦波の増加率が小さ
くなるにつれて昇圧モードの動作時間が短くなると共に
伝達モードの動作時間が長くなって、伝達モードの動作
時間内における半導体スイッチによるスイッチングの回
数が増加するように制御するので、クロックパルスの周
波数をスイッチングレギュレータの変換周波数程度に設
定しておけば、半導体スイッチの蓄積時間の影響を受け
ることなく交流入力電流を理想正弦波に良好に近似でき
る。また交流入力電圧のゼロクロス付近では昇圧モード
または伝達モードが継続するので、エネルギーのアンバ
ランスによる波形歪みを生じることもなく、したがって
高調波障害や力率低下の発生を良好に防止できる。
昇圧モードから次の昇圧モードまでの時間、あるいは伝
達モードから次の伝達モードまでの時間を一定にするの
ではなく、理想正弦波の増加率の大きい区間では昇圧モ
ードの動作時間が長くなり、理想正弦波の増加率が小さ
くなるにつれて昇圧モードの動作時間が短くなると共に
伝達モードの動作時間が長くなって、伝達モードの動作
時間内における半導体スイッチによるスイッチングの回
数が増加するように制御するので、クロックパルスの周
波数をスイッチングレギュレータの変換周波数程度に設
定しておけば、半導体スイッチの蓄積時間の影響を受け
ることなく交流入力電流を理想正弦波に良好に近似でき
る。また交流入力電圧のゼロクロス付近では昇圧モード
または伝達モードが継続するので、エネルギーのアンバ
ランスによる波形歪みを生じることもなく、したがって
高調波障害や力率低下の発生を良好に防止できる。
第１図は本発明の一実施例における制御方式を採用した
電源装置の構成図、第２図は同電源装置の各部信号波形
図、第３図は従来の制御方式を採用した電源装置の構成
図、第４図は同電源装置の各部信号波形図である。 １・・・交流電源、３・・・整流回路、１２・・・クロ
ックパルス発生回路、Ｌｌ・・・チョークコイル、ＳＷ
Ｉ〜ＳＷ４ ・・・半導体スイッチ、Ｔｒｉ ・・・トランス
電源装置の構成図、第２図は同電源装置の各部信号波形
図、第３図は従来の制御方式を採用した電源装置の構成
図、第４図は同電源装置の各部信号波形図である。 １・・・交流電源、３・・・整流回路、１２・・・クロ
ックパルス発生回路、Ｌｌ・・・チョークコイル、ＳＷ
Ｉ〜ＳＷ４ ・・・半導体スイッチ、Ｔｒｉ ・・・トランス
Claims (1)
- １、交流電源の出力を整流回路により直接整流し、前記
整流回路の出力を複数の半導体スイッチにより制御して
、前記整流回路の出力をチョークコイルに電磁エネルギ
ーとして蓄積する昇圧モードと、前記チョークコイルに
蓄積された電磁エネルギーをトランスを介して負荷側に
供給する伝達モードとに交互に切換えることにより、前
記交流電源から供給される交流入力電流を理想正弦波に
近似させる電源装置の制御方式において、前記理想正弦
波の電流値よりも一定値だけ大きい上限設定値と、前記
理想正弦波の電流値よりも一定値だけ小さい下限設定値
とを定め、前記複数の半導体スイッチをクロックパルス
発生器から供給される所定周波数のクロックパルスに基
づいて作動させることにより、前記昇圧モード時には前
記交流入力電流が増加して前記上限設定値に達するまで
昇圧モードを継続させ、前記伝達モード時には前記交流
入力電流が減少して前記下限設定値に達するまで伝達モ
ードを継続させて、この伝達モード時に前記半導体スイ
ッチを前記クロックパルスの周波数でスイッチングさせ
ることを特徴とする電源装置の制御方式。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1066665A JPH02266868A (ja) | 1989-03-17 | 1989-03-17 | 電源装置の制御方式 |
| US07/493,528 US5081570A (en) | 1989-03-17 | 1990-03-14 | Control system for electric power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1066665A JPH02266868A (ja) | 1989-03-17 | 1989-03-17 | 電源装置の制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02266868A true JPH02266868A (ja) | 1990-10-31 |
Family
ID=13322426
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1066665A Pending JPH02266868A (ja) | 1989-03-17 | 1989-03-17 | 電源装置の制御方式 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5081570A (ja) |
| JP (1) | JPH02266868A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115494906A (zh) * | 2022-09-19 | 2022-12-20 | 北京大学 | 一种幅值和相位可调的vcsel交流电流调制电路和集成电路 |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2728575B2 (ja) * | 1991-06-14 | 1998-03-18 | 株式会社日立製作所 | 電力変換方法及び装置 |
| IT1255289B (it) * | 1992-05-26 | 1995-10-26 | Ansaldo Spa | Metodo e circuito per il comando della commutazione di un invertitore in "sliding-mode" e in pwm con tensione di uscita a tre livelli |
| IT1255581B (it) * | 1992-07-22 | 1995-11-09 | Ansaldo Spa | Dispositivo circuitale per evitare la saturazione del trasformatore in un convertitore cc/ca con invertitore regolatore in retroazione |
| US5311419A (en) * | 1992-08-17 | 1994-05-10 | Sundstrand Corporation | Polyphase AC/DC converter |
| US5822198A (en) * | 1996-06-21 | 1998-10-13 | Lucent Technologies Inc. | Single stage power converter and method of operation thereof |
| GB9722780D0 (en) * | 1997-10-28 | 1997-12-24 | Nada Electronics Ltd | AC to DC conversion arrangement |
| US6191957B1 (en) * | 2000-01-31 | 2001-02-20 | Bae Systems Controls, Inc. | Extended range boost converter circuit |
| US6233162B1 (en) * | 2000-02-09 | 2001-05-15 | Nokia Corporation | Compounded power factor corrected universal display monitor power supply |
| JP4682482B2 (ja) * | 2001-08-24 | 2011-05-11 | 富士電機システムズ株式会社 | スイッチング電源回路 |
| US6987471B1 (en) * | 2004-08-20 | 2006-01-17 | Analog Devices, Inc. | Bias controllers and methods for enhanced system efficiency |
| EE04791B1 (et) * | 2004-12-14 | 2007-02-15 | Tallinna Tehnikaülikool | Vahelduvvoolu-alalisvoolu muundurite võimsusteguri korrektsioonimeetod ja muundur meetodi realiseerimiseks |
| EP1965339A1 (fr) * | 2007-02-27 | 2008-09-03 | EM Microelectronic-Marin SA | Contrôleur d'énergie reçue par une antenne pour éviter la corruption des données lors d'une opération écriture dans une mémoire non-volatile d'un transpondeur |
| JP5351944B2 (ja) * | 2011-09-12 | 2013-11-27 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | 電力変換装置 |
| US20160065079A1 (en) * | 2014-09-03 | 2016-03-03 | Kettering University | Power transfer system |
| US10277114B2 (en) * | 2016-09-19 | 2019-04-30 | Black & Decker Inc. | Single stage isolated power converter |
| US10554138B2 (en) | 2016-10-25 | 2020-02-04 | Infineon Technologies Austria Ag | Flux limited fast transient response in isolated DC-DC converters |
| US10439500B2 (en) | 2017-02-01 | 2019-10-08 | Infineon Technologies Austria Ag | Control of isolated power converters during transient load conditions |
| US9929663B1 (en) | 2017-02-28 | 2018-03-27 | Infineon Technologies Austria Ag | Inductor protection during fast transient response in isolated voltage converters |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3913002A (en) * | 1974-01-02 | 1975-10-14 | Gen Electric | Power circuits for obtaining a high power factor electronically |
| US4591963A (en) * | 1984-04-23 | 1986-05-27 | At&T Bell Laboratories | Technique for reducing line current harmonics at input to power supply acting as nonlinear load |
-
1989
- 1989-03-17 JP JP1066665A patent/JPH02266868A/ja active Pending
-
1990
- 1990-03-14 US US07/493,528 patent/US5081570A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115494906A (zh) * | 2022-09-19 | 2022-12-20 | 北京大学 | 一种幅值和相位可调的vcsel交流电流调制电路和集成电路 |
| CN115494906B (zh) * | 2022-09-19 | 2023-09-12 | 北京大学 | 一种幅值和相位可调的vcsel交流电流调制电路和集成电路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5081570A (en) | 1992-01-14 |
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