JPH0226887B2 - - Google Patents
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- JPH0226887B2 JPH0226887B2 JP59053686A JP5368684A JPH0226887B2 JP H0226887 B2 JPH0226887 B2 JP H0226887B2 JP 59053686 A JP59053686 A JP 59053686A JP 5368684 A JP5368684 A JP 5368684A JP H0226887 B2 JPH0226887 B2 JP H0226887B2
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/30—Delta-sigma modulation
- H03M3/458—Analogue/digital converters using delta-sigma modulation as an intermediate step
- H03M3/464—Details of the digital/analogue conversion in the feedback path
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- H03M3/30—Delta-sigma modulation
- H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
- H03M3/412—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution
- H03M3/422—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only
- H03M3/43—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only the quantiser being a single bit one
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、アナログ入力信号をナイキスト周波
数の複数倍の周波数で標本化して１ビツト対応で
量子化し、該量子化した信号を入力に帰還してア
ナログ入力信号から減算し、前記標本化し量子化
した信号をデイジタル信号低域ろ波および後続の
ナイキスト周波数での標本化でPCM信号に変換
するアナログ信号のデイジタル信号への補間的変
換方法に関する。
数の複数倍の周波数で標本化して１ビツト対応で
量子化し、該量子化した信号を入力に帰還してア
ナログ入力信号から減算し、前記標本化し量子化
した信号をデイジタル信号低域ろ波および後続の
ナイキスト周波数での標本化でPCM信号に変換
するアナログ信号のデイジタル信号への補間的変
換方法に関する。
上記の方法は、Candy，J.C.の「Ａ Use of
Limit Cycle Oscillations to Obtain Robust
Analog−to−Digital−Converters」、IEEE
Trans.Commun.，vol.COM−22（1974）pp.298−
305およびCandy，J.C.，Ching，Y.C.，
Alexander，D.Sの「Using Triangular
Weighted Interpolation to get13−bit PCM
from ａ Sigma−Delta−Modulator」IEEE
Trans.Commun.，vol.COM−24（1976）pp.1268
−1275に記述してある。
Limit Cycle Oscillations to Obtain Robust
Analog−to−Digital−Converters」、IEEE
Trans.Commun.，vol.COM−22（1974）pp.298−
305およびCandy，J.C.，Ching，Y.C.，
Alexander，D.Sの「Using Triangular
Weighted Interpolation to get13−bit PCM
from ａ Sigma−Delta−Modulator」IEEE
Trans.Commun.，vol.COM−24（1976）pp.1268
−1275に記述してある。
高品質の音響信号のデイジタル化には、標本値
毎に16ビツトに対応する振幅分解能および48KHz
のサンプリング速度を有するアナログ／デイジタ
ル変換器（Ａ／Ｄ変換器）が用いられている。従
来のＡ／Ｄ変換器においては、上記の振幅分解能
は、高精度の素子を用いることにより達成してい
る。しかしながら従来のＡ／Ｄ変換器は、音響信
号のためのPCM符号化器の集積化には適してい
ない。補間Ａ／Ｄ変換器は、用いられる構成素子
の高い精度によらず、ナイキスト周波数の複数倍
の周波数での標本化およびそれに続く粗量子化さ
れた標本値のデイジタル補間により、高い振幅分
解能を達成している。
毎に16ビツトに対応する振幅分解能および48KHz
のサンプリング速度を有するアナログ／デイジタ
ル変換器（Ａ／Ｄ変換器）が用いられている。従
来のＡ／Ｄ変換器においては、上記の振幅分解能
は、高精度の素子を用いることにより達成してい
る。しかしながら従来のＡ／Ｄ変換器は、音響信
号のためのPCM符号化器の集積化には適してい
ない。補間Ａ／Ｄ変換器は、用いられる構成素子
の高い精度によらず、ナイキスト周波数の複数倍
の周波数での標本化およびそれに続く粗量子化さ
れた標本値のデイジタル補間により、高い振幅分
解能を達成している。
第１図は、従来技術による音響信号のための補
間Ａ／Ｄ変換器の構成を示す。
間Ａ／Ｄ変換器の構成を示す。
アナログ入力信号は、先ず低域フイルタＡで帯
域制限を受ける。低域フイルタの出力信号ｘ（ｔ）
と帰還信号ｒ（ｔ）の差は、積分回路Ｂで積分さ
れて標本化回路Ｃでナイキスト周波数ZWの複数
倍の周波数で標本化され、Ａ／Ｄ変換器Ｄで低い
振幅分解能で粗量子化される。該Ａ／Ｄ変換器の
出力信号は、Ｄ／Ａ変換器Ｅおよび保持回路Ｆを
介して積分回路の入力に帰還される。量子化誤差
q′のエネルギ密度分布もしくはスペクトルS′qは、
説明を簡単にするために先ず白色雑音に対応する
ものと仮定する。量子化した信号を積分回路Ｂを
介して帰還することにより、第２図に示すごと
く、低周波数の領域における誤差成分は減少する
が高い周波数における誤差成分は大きくなる。入
力信号のスペクトル組成は帰還によつては変化し
ない。帯域幅fgのデジタル低域フイルタＧによ
り、量子化誤差の高周波成分を信号から分離し、
それに続く標本化回路Ｈによるサブサンプリング
で、低いサンプリング速度ではあるが量子化誤差
が減少した信号を発生することができる。入力信
号は、補間Ａ／Ｄ変換器の出力側でナイキスト速
度で標本化されるのであるから、入力側のアナロ
グチヤンネルフイルタを省略することができる。
２分の１のサンプリング周波数への所要の帯域制
限はデイジタルフイルタＧによつて行なわれる。
デイジタルフイルタおよび変換器のアナログ部分
は調整を必要とせず精密要素を含んでいないので
補間的Ａ／Ｄ変換方法は音響信号のためのPCM
符号器の集積回路としての製作に適していると考
えられる。
域制限を受ける。低域フイルタの出力信号ｘ（ｔ）
と帰還信号ｒ（ｔ）の差は、積分回路Ｂで積分さ
れて標本化回路Ｃでナイキスト周波数ZWの複数
倍の周波数で標本化され、Ａ／Ｄ変換器Ｄで低い
振幅分解能で粗量子化される。該Ａ／Ｄ変換器の
出力信号は、Ｄ／Ａ変換器Ｅおよび保持回路Ｆを
介して積分回路の入力に帰還される。量子化誤差
q′のエネルギ密度分布もしくはスペクトルS′qは、
説明を簡単にするために先ず白色雑音に対応する
ものと仮定する。量子化した信号を積分回路Ｂを
介して帰還することにより、第２図に示すごと
く、低周波数の領域における誤差成分は減少する
が高い周波数における誤差成分は大きくなる。入
力信号のスペクトル組成は帰還によつては変化し
ない。帯域幅fgのデジタル低域フイルタＧによ
り、量子化誤差の高周波成分を信号から分離し、
それに続く標本化回路Ｈによるサブサンプリング
で、低いサンプリング速度ではあるが量子化誤差
が減少した信号を発生することができる。入力信
号は、補間Ａ／Ｄ変換器の出力側でナイキスト速
度で標本化されるのであるから、入力側のアナロ
グチヤンネルフイルタを省略することができる。
２分の１のサンプリング周波数への所要の帯域制
限はデイジタルフイルタＧによつて行なわれる。
デイジタルフイルタおよび変換器のアナログ部分
は調整を必要とせず精密要素を含んでいないので
補間的Ａ／Ｄ変換方法は音響信号のためのPCM
符号器の集積回路としての製作に適していると考
えられる。
信号u′（nτ）を１ツトに対応する振幅分解能で
量子化すれば、第１図に示した構造の特に好まし
い実現が可能となる。この構造のアナログ部分は
最適化するることができ、変換誤差を算出するこ
とができる。本発明は、この算出結果から出発す
る。
量子化すれば、第１図に示した構造の特に好まし
い実現が可能となる。この構造のアナログ部分は
最適化するることができ、変換誤差を算出するこ
とができる。本発明は、この算出結果から出発す
る。
第１図に示した構造を説明するに当りブロツク
ダイアグラムを変えて、１ビツトＡ／Ｄ変換器を
線形増幅器Ｋおよび誤差信号ｑ（ｔ）のための加
算段で置換する（第３図）。１ビツトＡ／Ｄ変換
器Ｄの出力信号u′（nτ）に対してはスペクトル領
域において次式が当嵌まる。
ダイアグラムを変えて、１ビツトＡ／Ｄ変換器を
線形増幅器Ｋおよび誤差信号ｑ（ｔ）のための加
算段で置換する（第３図）。１ビツトＡ／Ｄ変換
器Ｄの出力信号u′（nτ）に対してはスペクトル領
域において次式が当嵌まる。
Ｕ（jω）＝Ａ（jω）・Ｇ／１＋Ａ（jω）・Ｇ・Ｈ（j
ω）・Ｘ（jω） ＋Ｇ／１＋Ａ（jω）・Ｇ・Ｈ（jω）・Ｑ（jω）…
…(1) ω＜2πWに対しＡ（jω）・Ｇ≫１およびＨ（jω）
＝１とすると次式が成り立つ。
ω）・Ｘ（jω） ＋Ｇ／１＋Ａ（jω）・Ｇ・Ｈ（jω）・Ｑ（jω）…
…(1) ω＜2πWに対しＡ（jω）・Ｇ≫１およびＨ（jω）
＝１とすると次式が成り立つ。
Ｕ（jω）＝Ｘ（jω）＋Ｇ／１＋Ａ（jω）・Ｇ・Ｈ（j
ω） ・Ｑ（jω） ……(2) 式(2)から明らかなように、入力信号ｘ（ｔ）の
スペクトル組成は変わらず、u′（nτ）に含まれて
いる誤差信号のエネルギ密度S′quは次式から求め
られる。
ω） ・Ｑ（jω） ……(2) 式(2)から明らかなように、入力信号ｘ（ｔ）の
スペクトル組成は変わらず、u′（nτ）に含まれて
いる誤差信号のエネルギ密度S′quは次式から求め
られる。
S′qu(f)＝G2／｜１＋Ａ（j2πf）・Ｇ・Ｈ（j2πf）｜
2 ・S′q(f) ……(3) 限界周波数fgの理想的な低帯フイルタＧで、既
述の仮定から補間的Ａ／Ｄ変換器の残留誤差を次
のように算出することができる。
2 ・S′q(f) ……(3) 限界周波数fgの理想的な低帯フイルタＧで、既
述の仮定から補間的Ａ／Ｄ変換器の残留誤差を次
のように算出することができる。
Pq＝∫fg -fg１／｜Ａ（j2f）｜2・S′q(f)df，fg
＝20kHz ……(4)
１ビツトＡ／Ｄ変換器の代表的なレベル＋Ｕお
よび−Ｕで補間Ａ／Ｄ変換器は最大振幅Ｕの正弦
波振動で変調することができる。変換器の変調率
をＭ（０Ｍ１）とすると、正弦波入力信号の
エネルギは次式で与えられる。
よび−Ｕで補間Ａ／Ｄ変換器は最大振幅Ｕの正弦
波振動で変調することができる。変換器の変調率
をＭ（０Ｍ１）とすると、正弦波入力信号の
エネルギは次式で与えられる。
Px＝M2・U2／２ ……(5)
補間的Ａ／Ｄ変換器の信号雑音比は次式に従つ
て算出することができる。
て算出することができる。
積分回路Ｂの伝達関数を最適化することにより
残留変換誤差を最小にすることができる。これま
で採られていた仮定、即ち１ビツト量子化器の量
子化誤差は白色のエネルギ密度スペクトルもしく
は分布を有すると言う仮定は、変換誤差の正確な
分析においては最早や妥当ではない。量子化誤差
のスペクトルエネルギ密度は、補間的変換器の変
調ならびに積分回路Ｂの設計値に依存し、変調度
の減少で変換誤差は小さくなることが判明してい
る。この変換誤差は、白色エネルギ密度スペクト
ルと言う仮定で求めた値から補正係数ｋ（Ｍ）を
用いて算出することができる。次式で表わされる
単純積分器、即ち Ａ（jω）＝１／（jω） ……(7) を用い白色でないエネルギ密度スペクトルS′qを
考慮すると、次式で表わされる信号−雑音間隔が
得られる。
残留変換誤差を最小にすることができる。これま
で採られていた仮定、即ち１ビツト量子化器の量
子化誤差は白色のエネルギ密度スペクトルもしく
は分布を有すると言う仮定は、変換誤差の正確な
分析においては最早や妥当ではない。量子化誤差
のスペクトルエネルギ密度は、補間的変換器の変
調ならびに積分回路Ｂの設計値に依存し、変調度
の減少で変換誤差は小さくなることが判明してい
る。この変換誤差は、白色エネルギ密度スペクト
ルと言う仮定で求めた値から補正係数ｋ（Ｍ）を
用いて算出することができる。次式で表わされる
単純積分器、即ち Ａ（jω）＝１／（jω） ……(7) を用い白色でないエネルギ密度スペクトルS′qを
考慮すると、次式で表わされる信号−雑音間隔が
得られる。
Px／Pq＝M2・９・N3・α3／２・π2・１／k1（Ｍ）…
…(8) 但しα＝Ｗ／fg ここでk1（Ｍ）は、補間的Ａ／Ｄ変換器の変調
度Ｍに依存する補正係数であつて、第４図に示す
ような特性を有する。上記の単純積分器の代りに
次式で表わされる二重積分回路を用いると信号−
雑音間隔を改善することができる。
…(8) 但しα＝Ｗ／fg ここでk1（Ｍ）は、補間的Ａ／Ｄ変換器の変調
度Ｍに依存する補正係数であつて、第４図に示す
ような特性を有する。上記の単純積分器の代りに
次式で表わされる二重積分回路を用いると信号−
雑音間隔を改善することができる。
Ａ（jω）（１＋jωτ3）／（１＋jωτ1）（１＋jω
τ2）……(9) この場合、信号−雑音間隔は次式に従がつて計
算することができる。
τ2）……(9) この場合、信号−雑音間隔は次式に従がつて計
算することができる。
Px／Pq＝６・N3・α3・β2・γ2／ψ2・〔（１−4π2
／３・β2（１＋γ2）＋16／５・π4・β4・γ2〕・M2
・１／k2（Ｍ）……(10) 但し、α＝Ｗ／fg，β＝τ1・fg，γ＝τ2／τ1，ψ
＝τ3／τ1 16ビツトに対応する補間的Ａ／Ｄ変換器の所期
の振幅分解能を達成するためには、式(10)に従が
い、係数Ｎ＝256に対応する約12MHzの補間ルー
プの内部クロツク周波数が必要である。実験室モ
デルでの測定試験では期待した結果は得られなか
つた。48kHzのサンプリング周波数では、70dBの
信号−雑音間隔しか達成できなかつた。このよう
に求めた値に対し高い変換誤差は、使用した構成
素子の特性が理想的でないことに帰結することが
できる。そこで変換誤差に対する実際の構成素子
の性質の影響を以下に検討してみる。
／３・β2（１＋γ2）＋16／５・π4・β4・γ2〕・M2
・１／k2（Ｍ）……(10) 但し、α＝Ｗ／fg，β＝τ1・fg，γ＝τ2／τ1，ψ
＝τ3／τ1 16ビツトに対応する補間的Ａ／Ｄ変換器の所期
の振幅分解能を達成するためには、式(10)に従が
い、係数Ｎ＝256に対応する約12MHzの補間ルー
プの内部クロツク周波数が必要である。実験室モ
デルでの測定試験では期待した結果は得られなか
つた。48kHzのサンプリング周波数では、70dBの
信号−雑音間隔しか達成できなかつた。このよう
に求めた値に対し高い変換誤差は、使用した構成
素子の特性が理想的でないことに帰結することが
できる。そこで変換誤差に対する実際の構成素子
の性質の影響を以下に検討してみる。
これまでに述べた補間的Ａ／Ｄ変換に関する考
察は、第１図に示すように、標本列u′（nτ）を
Ｄ／Ａ変換器Ｅおよび帰還路の保持回路Ｆにより
正確に蛇行状の信号ｒ（ｔ）に変換することから
出発していた。しかしながらこのような信号は回
路技術上実現することはできない。第５ａ図に示
すような理想の蛇行波形からの実際の信号変化ｒ
（ｔ）の偏差は保持回路Ｆの線形および非線形的
な歪に帰結することができる。
察は、第１図に示すように、標本列u′（nτ）を
Ｄ／Ａ変換器Ｅおよび帰還路の保持回路Ｆにより
正確に蛇行状の信号ｒ（ｔ）に変換することから
出発していた。しかしながらこのような信号は回
路技術上実現することはできない。第５ａ図に示
すような理想の蛇行波形からの実際の信号変化ｒ
（ｔ）の偏差は保持回路Ｆの線形および非線形的
な歪に帰結することができる。
保持回路Ｆによつて惹起される線形歪は本質的
に、積分回路Ｂの最適化された伝達特性からの偏
差と解釈することができる。この偏差は、Ｂの相
応の補正により補償することができる。
に、積分回路Ｂの最適化された伝達特性からの偏
差と解釈することができる。この偏差は、Ｂの相
応の補正により補償することができる。
非線形歪は次のような原因から生じ得る。即
ち、 保持回路のスイツチング特性における非対称に
より、同じ極性の２つの相続くパルスに亘つての
積分が、２つの個パルスの積分から異なつて来る
こと、 ループクロツク周期τの長さの時間的変化（ク
ロツクのジツタ）で、変換されたPCM信号の振
幅誤差が生ずること、および用いられるアナログ
素子の固有雑音が変換器の信号−雑音間隔を減少
することである。
ち、 保持回路のスイツチング特性における非対称に
より、同じ極性の２つの相続くパルスに亘つての
積分が、２つの個パルスの積分から異なつて来る
こと、 ループクロツク周期τの長さの時間的変化（ク
ロツクのジツタ）で、変換されたPCM信号の振
幅誤差が生ずること、および用いられるアナログ
素子の固有雑音が変換器の信号−雑音間隔を減少
することである。
測定により、固有雑音は無視し得ることが確め
られた。したがつて最初の２つの原因についてだ
け考察すれば充分である。
られた。したがつて最初の２つの原因についてだ
け考察すれば充分である。
保持回路のスイツチング特性の非対称性により
惹起される非線形歪は、保持回路の変調間隔を減
少する。保持回路により、信号エネルギと共に、
最大レベルにおいて信号エネルギよりも大きいエ
ネルギを有する高周波の量子化誤差成分を処理し
なければならない。したがつて、u′（nτ）に含ま
れている高周波量子化誤差の変調間出力として信
号周波数領域０＜ｆ＜Ｗにおける付加的な誤差成
分が生ずる。この非対称の影響について考察し最
適化手段について検討するために、補間Ａ／Ｄ変
換プロセスをデイジタル計算機でシミユレートし
た。このシミユレーシヨン（模擬）においては正
弦波の入力信号を狭くとり変換器の信号−雑音間
隔のスイツチング特性に依存して制御した。この
場合スイツチグ特性は最初に、第１図における信
号ｒ（ｔ）の異なつた立上りおよび立下り時間に
より求めた。第６図には、信号ｒ（ｔ）の立上り
と立下り時間との間の差δの変換器の信号−雑音
間隔に対する影響が示されている。98dBの所要
の信号−雑音間隔を達成するためには第６図か
ら、r′（ｔ）の立上り時間と立下り時間との間の
差は、50psの値を越えてはならないことが判る。
惹起される非線形歪は、保持回路の変調間隔を減
少する。保持回路により、信号エネルギと共に、
最大レベルにおいて信号エネルギよりも大きいエ
ネルギを有する高周波の量子化誤差成分を処理し
なければならない。したがつて、u′（nτ）に含ま
れている高周波量子化誤差の変調間出力として信
号周波数領域０＜ｆ＜Ｗにおける付加的な誤差成
分が生ずる。この非対称の影響について考察し最
適化手段について検討するために、補間Ａ／Ｄ変
換プロセスをデイジタル計算機でシミユレートし
た。このシミユレーシヨン（模擬）においては正
弦波の入力信号を狭くとり変換器の信号−雑音間
隔のスイツチング特性に依存して制御した。この
場合スイツチグ特性は最初に、第１図における信
号ｒ（ｔ）の異なつた立上りおよび立下り時間に
より求めた。第６図には、信号ｒ（ｔ）の立上り
と立下り時間との間の差δの変換器の信号−雑音
間隔に対する影響が示されている。98dBの所要
の信号−雑音間隔を達成するためには第６図か
ら、r′（ｔ）の立上り時間と立下り時間との間の
差は、50psの値を越えてはならないことが判る。
クロツクの作成または保持回路における能動素
子の熱雑音によつて生じ得るループクロツク期間
τの時間的変動で補間的Ａ／Ｄ変換の付加的な誤
差が生じる。この付加的な変換誤差を定量的に求
めるために、第７図に示すように、信号ｒ（ｔ）
を次式で示すごとく正確に蛇行状の信号ｒ（ｔ）
とパルス状の誤差信号qj（ｔ）に分解することが
できる。
子の熱雑音によつて生じ得るループクロツク期間
τの時間的変動で補間的Ａ／Ｄ変換の付加的な誤
差が生じる。この付加的な変換誤差を定量的に求
めるために、第７図に示すように、信号ｒ（ｔ）
を次式で示すごとく正確に蛇行状の信号ｒ（ｔ）
とパルス状の誤差信号qj（ｔ）に分解することが
できる。
ｒ（ｔ）＝r′（ｔ）＋qj（ｔ） ……(11)
この場合、式(2)を近似的に次のように表わすこ
とができる。
とができる。
Ｕ（jω）＝Ｘ（jω）
＋Ａ（jω）・Ｇ／１＋Ａ（jω）・Ｇ・Ｈ（jω）
・Qj（jω） ＋Ｇ／１＋Ａ（jω）・Ｇ・Ｈ（jω）・Ｑ（jω） ……(12) 上式中、Ｑ（jω）はシステム構成により条件付
けられる誤差であり、Qj（jω）は実施にあたつて
条件付けられる誤差を表わす。
・Qj（jω） ＋Ｇ／１＋Ａ（jω）・Ｇ・Ｈ（jω）・Ｑ（jω） ……(12) 上式中、Ｑ（jω）はシステム構成により条件付
けられる誤差であり、Qj（jω）は実施にあたつて
条件付けられる誤差を表わす。
値＋１または−１を採ることができる不規則変
数をa〓で表す。クロツク周期が、平均値τおよび
標準偏差σのガウス分布であるとすると、qj（ｔ）
は、積分2U・σのDirac−Sto¨βenの級数により
次のように近似することができる。
数をa〓で表す。クロツク周期が、平均値τおよび
標準偏差σのガウス分布であるとすると、qj（ｔ）
は、積分2U・σのDirac−Sto¨βenの級数により
次のように近似することができる。
qj(t)＝２・Ｕ・σ∞
〓a=-∞
a〓・δ（ｔ−λτ） ……(13)
上式（13）のフーリエ変換後に、次式で表わさ
れる誤差信号のエネルギ密度スペクトル、 Sqj(f)＝４・U2・σ2／τ ……(14) およびベースバンドにおける誤差エネルギを次式
で算出することができる。
れる誤差信号のエネルギ密度スペクトル、 Sqj(f)＝４・U2・σ2／τ ……(14) およびベースバンドにおける誤差エネルギを次式
で算出することができる。
Pqj＝∫fg -fg４・U2・σ2／τdf＝８・U2・σ2・fg／
τ ；fg＝20kHz ……(15) クロツク周期τの時間変動により惹起される追
加の変換誤差を無視するためには次の条件が満さ
れなければならない。
τ ；fg＝20kHz ……(15) クロツク周期τの時間変動により惹起される追
加の変換誤差を無視するためには次の条件が満さ
れなければならない。
Px／Pqj＝M2／16・σ2・τ／fg≫Px／Pq ……(16)
クロツク周期τの標準偏差に対し次式で表わさ
れる最大値が得られる。
れる最大値が得られる。
この最大値は、98dBの所望の信号−雑音間隔
において6.2psの値を越えてはならない。
において6.2psの値を越えてはならない。
このように理論的に求めた値を、デイジタル計
算機での補間Ａ／Ｄ変換の上記のシミユレーシヨ
ンにより確認することができた。この場合スイツ
チング特性は、ループクロツ周期τをガウス確率
密度を有する不規則変数として表わすことにより
求めた。
算機での補間Ａ／Ｄ変換の上記のシミユレーシヨ
ンにより確認することができた。この場合スイツ
チング特性は、ループクロツ周期τをガウス確率
密度を有する不規則変数として表わすことにより
求めた。
僅かなジツタを有する蛇行形状のパルスによる
信号ｒ（ｔ）の表示は、受容し得る費用をもつて
しては達成できない。したがつて補間的Ａ／Ｄ変
換方法は、実施により条件付けられる誤差の減少
を考慮して変更されていた。
信号ｒ（ｔ）の表示は、受容し得る費用をもつて
しては達成できない。したがつて補間的Ａ／Ｄ変
換方法は、実施により条件付けられる誤差の減少
を考慮して変更されていた。
以上から明らかなように、従来の回路構造をも
つてしては現在の音響技術で要求されるような信
号−雑音間隔に関する精度要件は達成できないこ
とが判明した。
つてしては現在の音響技術で要求されるような信
号−雑音間隔に関する精度要件は達成できないこ
とが判明した。
よつて、本発明の課題とするところは、アナロ
グ入力信号をナイキスト周波数の複数倍の周波数
で標本化して１ビツト対応で量子化し、該量子化
した信号を入力に帰還して前記アナログ入力信号
から減算し、前記標本化し量子化した信号をデイ
ジタル低域ろ波および後続のナイキスト周波数で
の標本化でPCM信号に変換するアナログ信号の
デイジタル信号への補間的変換方法を改良するこ
とにある。
グ入力信号をナイキスト周波数の複数倍の周波数
で標本化して１ビツト対応で量子化し、該量子化
した信号を入力に帰還して前記アナログ入力信号
から減算し、前記標本化し量子化した信号をデイ
ジタル低域ろ波および後続のナイキスト周波数で
の標本化でPCM信号に変換するアナログ信号の
デイジタル信号への補間的変換方法を改良するこ
とにある。
上記の課題は、特許請求の範囲の謂ゆる特徴部
分に記載の構成によつて解決される。
分に記載の構成によつて解決される。
猶、請求範囲１項記載中アナログ入力信号とは
変調ないし変換さるべき有効信号の謂である。
変調ないし変換さるべき有効信号の謂である。
特許請求の範囲第２項以下には有利な実施態様
が記述してある。
が記述してある。
以下図面を参照し本発明を説明する。
音響信号のための補間的Ａ／Ｄ変換器の信号−
雑音間隔（信号／雑音比）を改善するためには、
本発明の教示に従がい、以下に述べる手段の少な
くとも１つの手段が採られなければならない。即
ち、 保持もしくはホルダ回路のスイツチング特性に
おける非対称によつて惹起される歪を回避するた
めには、アナログ信号ｒ（ｔ）を表わすために、
第５図ｂに示すように１クロツク期間内で再び２
つの代表値＋Ｕおよび−Ｕの平均値０に戻るパル
ス波形を用いなければならない。
雑音間隔（信号／雑音比）を改善するためには、
本発明の教示に従がい、以下に述べる手段の少な
くとも１つの手段が採られなければならない。即
ち、 保持もしくはホルダ回路のスイツチング特性に
おける非対称によつて惹起される歪を回避するた
めには、アナログ信号ｒ（ｔ）を表わすために、
第５図ｂに示すように１クロツク期間内で再び２
つの代表値＋Ｕおよび−Ｕの平均値０に戻るパル
ス波形を用いなければならない。
クロツクのジツタにより惹起される変換誤差を
制限するためには、アナログ信号ｒ（ｔ）を表わ
すのに、高い時間的精度で発生することができる
パルス波形を使用する必要がある。
制限するためには、アナログ信号ｒ（ｔ）を表わ
すのに、高い時間的精度で発生することができる
パルス波形を使用する必要がある。
補間的Ａ／Ｄ変換器内のアナログ部分の個々の
段を充分に分離するために、小さい縁急峻度を有
するパルス波形の使用により信号ｒ（ｔ）の最高
周波数成分を回避する必要がある。
段を充分に分離するために、小さい縁急峻度を有
するパルス波形の使用により信号ｒ（ｔ）の最高
周波数成分を回避する必要がある。
第５図ｃには、信号ｒ（ｔ）を、大きいスペク
トル純度で発生することができる正弦波形状の個
パルスから合成する仕方が示してある。したがつ
て、第１図に示してある補間的Ａ／Ｄ変換器の構
成は本発明の教示に従がい信号ｒ（ｔ）を表わす
のに正弦波形状のパルスを使用するために第８図
に示すように変更されている。
トル純度で発生することができる正弦波形状の個
パルスから合成する仕方が示してある。したがつ
て、第１図に示してある補間的Ａ／Ｄ変換器の構
成は本発明の教示に従がい信号ｒ（ｔ）を表わす
のに正弦波形状のパルスを使用するために第８図
に示すように変更されている。
保持回路の出力信号は、第８図の場合、変調器
内で水晶発振器から得られる正弦波形状のパルス
の極性を制御する。
内で水晶発振器から得られる正弦波形状のパルス
の極性を制御する。
本発明による補間的Ａ／Ｄ変換器は、50kHzの
サンプリング（標本化）速度において、85dB（14
ビツトに対応）より大きい信号−雑音間隔で実現
することができた。したがつて従来技術と比較
し、信号−雑音間隔は15dBより大きく改善され
た。
サンプリング（標本化）速度において、85dB（14
ビツトに対応）より大きい信号−雑音間隔で実現
することができた。したがつて従来技術と比較
し、信号−雑音間隔は15dBより大きく改善され
た。
第１図は、従来の補間的Ａ／Ｄ変換器の構成を
略示するブロツクダイアグラム、第２図は第１図
の装置の動作を説明するグラムを示す図、第３図
は第１図に示した装置の動作を説明するための等
価ブロツクダイアグラム、第４図は補間的Ａ／Ｄ
変換器の変調度の特性をグラフで示す図、第５図
は第１図の装置の動作を説明するための波形を示
す図並びに本発明で用いられるパルス波形を示す
図、第６図は帰還信号ｒ（ｔ）の立上り、立下り
時間の差のＡ／Ｄ変換器の信号−雑音間隔に対す
る影響をグラフで示す図、第７図は、付加的な誤
差発生を説明するためのパルス波形図、そして第
８図は本発明による方法を実施するための回路構
成を示すブロツクダイアグラムである。Ａ……低
域フイルタ、Ｂ……積分回路、Ｃ……標本化回
路、Ｄ……Ａ／Ｄ変換回路、Ｅ……Ｄ／Ａ変換回
路、Ｆ……ホールド回路、Ｇ……デイジタル低域
フイルタ、Ｈ……標本化回路、Ｋ……線形増幅
器。
略示するブロツクダイアグラム、第２図は第１図
の装置の動作を説明するグラムを示す図、第３図
は第１図に示した装置の動作を説明するための等
価ブロツクダイアグラム、第４図は補間的Ａ／Ｄ
変換器の変調度の特性をグラフで示す図、第５図
は第１図の装置の動作を説明するための波形を示
す図並びに本発明で用いられるパルス波形を示す
図、第６図は帰還信号ｒ（ｔ）の立上り、立下り
時間の差のＡ／Ｄ変換器の信号−雑音間隔に対す
る影響をグラフで示す図、第７図は、付加的な誤
差発生を説明するためのパルス波形図、そして第
８図は本発明による方法を実施するための回路構
成を示すブロツクダイアグラムである。Ａ……低
域フイルタ、Ｂ……積分回路、Ｃ……標本化回
路、Ｄ……Ａ／Ｄ変換回路、Ｅ……Ｄ／Ａ変換回
路、Ｆ……ホールド回路、Ｇ……デイジタル低域
フイルタ、Ｈ……標本化回路、Ｋ……線形増幅
器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ デルタシグマ変調器形変調方式による、入力
アナログ信号の出力デイジタル信号への補間的変
換方法において、 (1) 入力アナログ信号から中間信号を形成し、 (2) 該中間信号を積分し、 (3) 当該積分した中間信号をナイキスト周波数の
複数倍の周波数で標本化し、 (4) 当該標本化した信号を１ビツト対応で量子化
し、 (5) 当該量子化した信号から帰還信号を形成し、
ここで該帰還信号はそれぞれ１クロツク期間内
で再び振幅平均値に戻るようなパルスからな
り、 (6) 当該帰還信号を、前記中間信号を形成するた
めに差分形成によつて入力アナログ信号と統合
し、 (7) 前記量子化した信号を低域フイルタＧおよび
標本化回路Ｈを介してPCM信号、すなわち出
力デイジタル信号に変換する ことを特徴とする補間的アナログ−デイジタル変
換方法。 ２ パルスが正弦波形状である特許請求の範囲第
１項記載の補間的アナログ−デイジタル変換方
法。 ３ パルスが台形である特許請求の範囲第１項記
載の補間的アナログ−デイジタル変換方法。 ４ パルスが三角形形状である特許請求の範囲第
１項記載の補間的アナログ−デイジタル変換方
法。 ５ パルスが矩形形状である特許請求の範囲第１
項記載の補間的アナログ−デイジタル変換方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE3310310.0 | 1983-03-22 | ||
| DE3310310A DE3310310A1 (de) | 1983-03-22 | 1983-03-22 | Verfahren und anordnung zum interpolativen a/d-umsetzen |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59178819A JPS59178819A (ja) | 1984-10-11 |
| JPH0226887B2 true JPH0226887B2 (ja) | 1990-06-13 |
Family
ID=6194261
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59053686A Granted JPS59178819A (ja) | 1983-03-22 | 1984-03-22 | 補間的アナログ−デイジタル変換方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4614936A (ja) |
| EP (1) | EP0119529B1 (ja) |
| JP (1) | JPS59178819A (ja) |
| DE (2) | DE3310310A1 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AU608950B2 (en) * | 1988-01-28 | 1991-04-18 | Motorola, Inc. | Method and arrangement for a sigma delta converter for bandpass signals |
| US4857928A (en) * | 1988-01-28 | 1989-08-15 | Motorola, Inc. | Method and arrangement for a sigma delta converter for bandpass signals |
| US5055846A (en) * | 1988-10-13 | 1991-10-08 | Crystal Semiconductor Corporation | Method for tone avoidance in delta-sigma converters |
| DE68913967T2 (de) * | 1989-07-12 | 1994-09-22 | Ibm | Sigma-Delta-Konverter mit einer Dämpfungsfunktion sowie einer Übertragungsfunktion, die unempfindlich gegenüber Fehlanpassungen der Anstiegs- und Abfallzeiten der Schaltelemente ist. |
| DE4019726A1 (de) * | 1990-06-21 | 1992-01-02 | Licentia Gmbh | Ein vereinfachter interpolativer analog/digital-umsetzer fuer bandpass-signale |
| DE69431223T2 (de) * | 1993-06-29 | 2006-03-02 | Sony Corp. | Gerät und Verfahren zur Tonsignalübertragung |
| US7088282B1 (en) | 2005-06-09 | 2006-08-08 | International Business Machines Corporation | System and method for programmable high precision quantization of analog variable |
| CN108139439B (zh) * | 2015-10-14 | 2021-01-29 | 施瓦哲工程实验有限公司 | 高频电力系统信号处理系统 |
| US11280834B2 (en) | 2018-08-30 | 2022-03-22 | Schweitzer Engineering Laboratories, Inc. | Detection of low-energy events in an electric power system |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE1213481B (de) * | 1963-03-18 | 1966-03-31 | Hitachi Seisakisho Kk | Codemodulationseinrichtung |
| US4187466A (en) * | 1978-01-16 | 1980-02-05 | Rolm Corporation | Signal injection technique |
| JPS5952576B2 (ja) * | 1979-07-13 | 1984-12-20 | 株式会社東芝 | Ａ／ｄ変換器の安定化回路 |
| JPS5639576A (en) * | 1979-09-07 | 1981-04-15 | Toshiba Corp | Scanning type electronic duplicator |
| JPS5658324A (en) * | 1979-10-18 | 1981-05-21 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Signal modulation and demodulation circuit |
| DE3002960A1 (de) * | 1980-01-29 | 1981-09-10 | TE KA DE Felten & Guilleaume Fernmeldeanlagen GmbH, 8500 Nürnberg | Adaptiver deltamodulator |
| US4384278A (en) * | 1981-07-22 | 1983-05-17 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | One-bit codec with slope overload correction |
-
1983
- 1983-03-22 DE DE3310310A patent/DE3310310A1/de active Granted
-
1984
- 1984-03-02 DE DE8484102267T patent/DE3484627D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1984-03-02 EP EP84102267A patent/EP0119529B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1984-03-21 US US06/591,950 patent/US4614936A/en not_active Expired - Fee Related
- 1984-03-22 JP JP59053686A patent/JPS59178819A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0119529A3 (en) | 1988-01-13 |
| DE3310310C2 (ja) | 1990-09-06 |
| EP0119529B1 (de) | 1991-05-29 |
| US4614936A (en) | 1986-09-30 |
| DE3484627D1 (de) | 1991-07-04 |
| DE3310310A1 (de) | 1984-09-27 |
| EP0119529A2 (de) | 1984-09-26 |
| JPS59178819A (ja) | 1984-10-11 |
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