JPH02277197A - デイストリビュータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は２線式伝送器用ディストリビュータに係り、特
に２線式伝送器が短絡したときに、出力信号を定常信号
の最大値以上に振り切らせるディストリビュータに関す
る。

〔従来の技術〕

プロセス計装においては、プロセス量を検出するセンサ
ーの出力信号を受けて、ＤＣ１〜５ＶまたはＤＣ４〜２
０ｍＡなどの統一した信号に変換する信号変換器が数多
く用いられている。２線式伝送器用ディストリビュータ
は、前述の信号変換器の一種で、２線式伝送器へ伝送器
電源を供給すると同時に、圧力、液面などに比例した伝
送器からの出力信号ＤＣ４〜２０ｍＡを受けてＤＣ１〜
５ｖまたはＤＣ４〜２０ｍＡなどの統一した信号に変換
する信号変換器である。２線式伝送器用ディストリビュ
ータの構成と動作を第３図を用いて説明する。第３図に
おいて、１は２線式伝送器（以後は伝送器と称す。）、
ＡおよびＢは信号入力端子、ＣおよびＤは電源入力端子
、２は２線式伝送器用電源回路（以後は伝送器電源回路
と称す。）。

３は入力増幅回路、４は信号絶ＢｒｙＪ路、５は出力回
路、６はスイッチング制御回路、７は入力増幅回路用電
源回路、８は出力回路用電源回路、Ｒ１は電流／電圧変
換用抵抗、Ｒ２は入力フィルタ用抵抗、Ｃ１は入力フィ
ルタ用コンデンサ、ＺＤｌは入力保護用ゼナーダイオー
ド、Ｔ１は電源トランスである。

以上の素子で構成した第３図のディストリビュータの動
作を説明する。まず、信号系の動作から説明すると、伝
送器電源２から伝送器１に信号入力端子Ｂを介して電源
電圧Ｖ　ｐ　ｌを供給し、伝送器１の出力電流信号ｉｔ
　　（ＤＣ４〜２０ｍＡ）を信号入力端子Ａを介して取
込み、電流／電圧変換用抵抗Ｒ１で電圧信号Ｖ　ｉ　ｔ
に変換し、商用ＡＣ１００ｖｆ！源等からの誘導ノイズ
を除去するための抵抗Ｒ２およびコンデンサＣ１で構成
されたフィルタを介して入力増幅回路３に入力する。入
力増幅回路３で信号増幅およびバイアス処理を施し、耐
ノイズ性向上および電源系の分離のため信号絶縁回路４
で信号絶縁し、出力回路５を介して統一した信号Ｖｏ　
（Ｄ　Ｃ１〜５　ＶまたはＤＣ４〜２０ｍＡ）を出力端
子Ｅ、およびＦから出力している。このとき、入力保護
用ゼナーダイオードＺＤＩの動作電圧は入力増幅回路３
の定常入力電圧の最大値より高くなるように選定されて
いるため、ＺＤＩは遮断状態となっている。

次に電源系の動作を説明する。電源入力端子ＣおよびＤ
に供給された電源Ｐｓをスイッチング制御回路６を介し
て電源トランスＴＩの１次巻線に印加し、電源トランス
Ｔ１の２次巻線、すなわち伝送器電源用巻線、入力増幅
回路用巻線、および出力回路用巻線を介して伝送器電源
回路２．入力増幅回路用電源回路７．および出力回路用
電源回路８にそれぞれ印加し、各々の電源回路で整流。

平滑し、伝送器電源回路２から電圧Ｖ　ｐ　１を伝送器
１に、入力増幅回路用電源回路７から電圧ＶＰ７（たと
えば±１５ｖ）を入力増幅回路３に、出力回路用電源回
路８から電圧Ｖｐ♂（たとえば２４Ｖ）を出力回路にそ
れぞれ供給している。なお、第３図においては、電源ト
ランスを多点出カドランスとしたが、伝送器電源用、入
力増幅回路用、および出力回路用として、それぞれ別々
にトランスを分けて用いる方法も考えられる。しかし、
この場合、電源トランスが３ケとなると共にスイッチン
グ制御回路も複雑になる。従って一般には、電源トラン
スは１ケとし、２次巻線を分ける多出力形電源トランス
が用いられる。現在の計装システムでは伝送器１は一般
に公称電圧ＤＣ２４Ｖのものが用いられる。従って伝送
器電源電圧ＶＰＩはＶＰ１＝　Ｄ　Ｃ２４Ｖ　　　　　
　　　　　・・・（１）なるように設計されている。ま
た、伝送器１の出力電流信号１１がＤＣ４〜２０ｍＡで
あるため、電流／電圧変換抵抗Ｒ１に２５０オームの抵
抗を用いれば、電流／ｆｆｌｆｆｌ圧変状抵抗生じる電
圧Ｖ口は、 Ｖ１１＝　Ｄ　Ｃ１〜５　Ｖ　　　　　　　　　−（２
）となる。ＤＣ１〜５ｖは計装システムにおける標準信
号であり後の入出力処理に好都合である。従って一般に
電流／電圧変換抵抗Ｒ１は、Ｒ１＝２５０オーム　　　
　　　　　・・・（３）の抵抗が用いられる。

このとき、伝送器電源回路２の出力電力Ｐ１はｖＰｌ・
ｉｌとなり、（１）式（１）Ｖｐｓ＝ＤＣ２４Ｖおよび
、伝送器１の出力電流信号ｉｓ＝２０ｍＡ（最大時）よ
り Ｐ１″：０．５Ｗ　　　　　　　　　　　・・・（４）
となる。また、一般に入力増幅回路用電源回路７と出力
回路用電源回路８との合計出力電力（Ｐ７＋Ｐａ）は概
ね Ｐ７＋Ｐ８斗ＩＷ　　　　　　　　　　・・・（５）で
ある。従って、電源トランスＴ１の２次出力の合計ＰＴ
Ｉは ＰＴＩ句１．５Ｗ　　　　　　　　　　・・・（６）と
なる。

以上が定常時の動作説明である。計装システムにおいて
は、定常時の動作は勿論のこと、異常時の動作について
も充分に吟味する必要がある。すなわち万が−の計器故
障時においてもプラントを安全側に動作させる必要があ
る。これを一般にフェイル・セーフという。圧力、液面
などの計測のために用いる伝送器およびディストリビュ
ータの計装ループにおいて、最も起こりやすい故障のひ
とつに伝送器短絡がある。以下、伝送器短絡時の動作を
第４図を用いて説明する。なお、第３図に示したスイッ
チング制御回路６、入力増幅回路用電源回路７、および
出力回路用電源回路８は、伝送器短絡時の動作を説明す
るにあたり必要としないため、第４図では省略して示し
た。その他の構成は第３図と同じである。第４図におい
て、伝送器電源回路２の出力電圧Ｖ　ｐ　ｔは伝送器が
短絡状態であるため、入力端子ＢおよびＡを介して電流
／電圧変換抵抗Ｒ１に直接印加される。ここに、伝送器
電源回路２の電源容量が充分大きいと仮定すれば、電流
／９１！圧変換抵抗Ｒ１には、伝送器電源回路２の電圧
ＶＰＩ、すなわち（１）式で示すＤＣ２４Ｖが印加され
、定常時の電圧、すなわち（２）式に示すＤＣ１〜５ｖ
より、はるかに大きな値となる。

従って、入力増幅回路３の出力Ｖ　ｔ　ｚも定常時の最
大値（１００％）以上に振り切れ、ディストリビュータ
の出力が、定常時の最大値（１００％）以上に振り切れ
る。この信号を受けた制御装置は、計測ループの異常を
検出し、プラントを安全側に制御できる。このとき、伝
送器電源回路２の出力電力Ｐ１は、すべて電流／電圧変
換抵抗Ｒ１で消費され、その電力Ｐ１は、Ｐ　Ｌ　＝　
（ｅ　＋　ｔ）”／　Ｒ１となり（１）式、（３）式を
代入し、 Ｐ１″：２．３Ｗ　　　　　　　　　　　・・・（７）
となる。従って、電流／電圧変換抵抗Ｒ１として、３Ｗ
程度の抵抗が必要となる。第４図では図示を省略したが
、第３図で示す入力増幅回路用電源回路７と出力回路用
電源回路８との合計出力電力（Ｐ７＋Ｐ８）は（５）式
と同様であるため電源トランスＴ１の２次出力の合計Ｐ
ＴＩは ＰＴ１幻３．３Ｗ　　　　　　　　　　・・・（８）と
なる、（６）式、（８）式より、伝送器短絡時にも各電
源回路の電圧を維持しようとすれば、定常時の２倍以上
のトランス容量が必要となる。

なお、第４図において、ゼナーダイオードＺＤＩは入力
増幅回路３の入力電圧をクランプするためのもので、ゼ
ナー電圧Ｖｚｏｘは入力増幅回路３の電源電圧ＶＰ７以
下の値に選定されており、入力増幅回路３の入力電圧が
電源電圧以下になるようにし入力増幅回路３の過電圧破
壊を防止している。

仮に、トランス容量が定常時に必要な容量ぎりぎりの電
源トランスを用いた場合の伝送器短絡時の電力関係式は
電源トランスが多出力形であるため、各電源回路間の出
力電圧比は一定となり、かつ各電源回路の出力電力は出
力電圧の２乗にほぼ比例するので、（９）式となる。

（Ｖｐｘ’　）”／Ｒ１＋（ＶＰ１’　／ＶＰＩ）”（
Ｐ７＋Ｐ８）：ＰＴＩ　・・・（’］）ここに、Ｖ　ｐ
　ｌは定常時の伝送器電源回路出力電圧、Ｐ１′は伝送
器短絡時の伝送器電源回路出力電圧、Ｒ１は電流／電圧
変換用抵抗Ｒ１の抵抗値。

Ｒ７は定常時の入力増幅回路用電源回路７の出力、Ｒ８
は出力回路用電源回路８の出力、ＰＴＩは電源トランス
Ｔ１の合計２次出力である。

（１）式よりＶＰ１＝　２４　Ｖ　、　（３）式よりＲ
１＝２５０オーム、（５）式よりＰ７＋Ｐ８＝ＩＷ、（
６）式よりＰｔ１＝１．５Ｗを（９）式に代入し伝送器
短絡時の伝送器電源回路出力電圧ＶＰｌ’　を求めれば
、Ｖｐｔ”；１６Ｖとなる。従って、正常時と伝送器短
絡時との各電源回路の出力電圧比は （Ｖｐ１’　　／　Ｖｐｚ）　　＝　０　、６７　　　
　　　＝ｌｌＯ）となる。このとき、電流／電圧変換抵
抗Ｒ１の電圧Ｖｌｌは伝送Ｎ’Ｒ源回１６２０）出力型
ＰＥ　ＶＰＩ’　＝１６Ｖと等しくなり、（２）式で示
す定常時の電圧ＤＣ１〜５ｖ以上の値となる。しかし、
前述のように電源トランスが多出力形であるため、入力
増幅回路用電源回路７の出力電圧ＶＰ７および出力回路
用電源回路８の出力電圧Ｖｐδも（１０）式で示す比率
（０，６７）で出力電圧値が下がる。このため、入力増
幅回路または出力回路の出力が回路電源で制限されディ
ストリビュータの出力信号が、定常時の出力範囲（ＤＣ
１〜５■またはＤＣ４〜２０ｍＡ）以内で飽和する恐れ
がある。ディストリビュータの出力信号が定常時の出力
範囲内で飽和した場合、ディストリビュータの出力信号
を受けた制御装置は伝送器が短絡したことを認知できな
いため、プラントを安全側に制御できない。このためプ
ラントは非常に危険な状態となり、場合によっては爆発
の恐れさえある。

以上のように伝送器短絡時はディストリビュータの出力
を定常時の出力値以上の値に確実に振り切らせる必要が
ある。このため、伝送器短絡時にもトランス２次電圧が
下がらない大容量の電源トランスを用いていた。

〔発明が解決しようとする課題〕

以上のように従来の２線式伝送器用ディストリビュータ
においては、伝送器が短絡した場合に出力を定常信号の
最大値以上に振り切らせるために、定常時の２倍以上の
大容量の電源トランスおよび電流／電圧変換用抵抗を必
要とした。このため。

電源トランス、電流／電圧変換用抵抗のみならず、スイ
ッチングトランジスタ等の電源トランス１次側制御素子
が大形化し、小形化、低価格化ができない問題があった
。

本発明の目的は、小容量の電源トランスおよび電流／電
圧変換用抵抗で、伝送器が短絡した場合に出力を定常信
号の最大値以上に確実に振り切らせることができる２線
式伝送器用ディストリビュータを簡単な構成で実現する
ことである。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的は、コレクタ電極とベース電極との間に抵抗を
接続したトランジスタを伝送器電源回路から２線式伝送
器に至る回路間に挿入すると共に、定常動作時には遮断
状態であり伝送器が短絡したとき導通状態となる過電圧
検出回路を電流／電圧変換用抵抗に接続すると共に、定
電圧回路を切換回路を介してトランジスタのベース電極
に接続し、過電圧検出回路の遮断または導通によって切
換回路を開放または短絡することにより達成できる。

〔作用〕

定常動作時には、過電圧回路は遮断、状態であるため切
換回路は開放されており、定電圧回路はトランジスタの
ベース電極から切離されている。従って、伝送器電源回
路の出力電圧はトランジスタを介してそのまま伝送器に
供給される。

伝送器短絡時には、過電圧回路は導通状態であるため切
換回路は短絡されて定電圧回路はトランジスタのベース
に接続される。従って、伝送器電源回路の出力電圧は定
電圧回路によって定まる定電圧に変換されて電流／電圧
変換用抵抗に供給される。ここに、定常動作時の電流／
電圧変換用抵抗の最大電圧をＶａｔ（ｗａｘ）　、過電
圧回路の動作電圧をＶｚｏ、および定電圧回路の電圧Ｖ
ｓとの関係を　Ｖｔｔ（ｌＩａｘ）　＜Ｖｚｎ＜Ｖｓか
つＶ＋ｔ４Ｖｘｏ４Ｖｓとなるように各素子を選定すれ
ば、電流／電圧変換抵抗に生じる電圧はＶａｔ（−ａｘ
）以上の定電圧に制御され、伝送器電源回路の電源容量
を定１．’ｔ　ｆりＪ作時と大きく変えることなく、デ
ィストリビュータの出力を定常信号の最大値以上の値に
振り切らせることができる。

〔実施例〕 以下、本発明によるディストリビュータについて第１図
の実施例を用いて詳しく説明する。なお、第１図におい
て第３図と同一部分は同一符号を用いて示す。第１図に
おいて第３図と異なる点は次の通りである。伝送器電源
回路２の正側出力と信号入力端子Ｂとの間にトランジス
タＱ１を図示のごとく挿入し、トランジスタＱ１のコレ
クタ電極とベース電極との間に抵抗Ｒ３を接続している
。

また抵抗Ｒ４とトランジスタＱ２の直列回路をトランジ
スタＱ１のベース電極と伝送器電源回路２の負側出力と
の間に図示のごとく接続している。

またゼナーダイオードＺＤＩのアノード電極はトランジ
スタＱ２のベース電極に接続している。上記以外は第３
図と同一である。ただし、第３図に示したスイッチング
制御回路６．入力増幅回路用電源回路７、および出力回
路用電源回路８は、本発明によるディストリビュータを
説明するにあたり不要であるので第１図では省略して示
した。このように構成された第１図の実施例において、
ゼナーダイオードＺＤＩのゼナー電圧を定常動作時に電
流／電圧変換用抵抗Ｒ１に生じる電圧７１１以上の値に
選定しておけば、ゼナーダイオードＺＤ１は遮断状態と
なりトランジスタＱ２も遮断状態となる。従って、伝送
器電源回路２からトランジスタＱ１および信号入力端子
Ｂを介して電源電圧Ｖ　Ｐ　１を伝送器１に供給し、伝
送器１の出力電流信号ｉｚ　　（ＤＣ４〜２０ｍＡ）を
信号入力端子Ａを介して取込み電流／電圧変換用抵抗Ｒ
１で電圧信号Ｖｌｌに変換し、商用へ〇１００ｖ′７Ｉ
ｌ源等からの誘導ノイズを除去するための抵抗Ｒ２およ
びコンデンサＣ１で構成されたフィルタを介して入力増
幅回路３に入力する。入力増幅回路３で信号増幅および
パイアイ処理を施し、耐ノイズ性向上および電源系の分
離のため信号絶縁回路４で信号絶縁し、出力回路を介し
て統一した信号Ｖｏ（ＤＣ１〜５ｖまたはＤＣ４〜２０
ｍＡ）を出力端子ＥおよびＦから出力している。

ここに、トランジスタＱ１の電圧降下ＶＣＥは、Ｖｃｇ
＝　Ｒ３・ｉ　ｔ／　ｈ　ｔｅ＋　ＶＢＥ　　　−（１
１）となる。（１１）式において、１１は伝送器１の出
力電流、ｈｚｅはトランジスタＱ１の電流増幅率、ＶＢ
ＥはトランジスタＱ１のベース電極、エミッタ電極間の
電圧降下である。Ｒ３，ｈｌｅおよびＶＢＨの値を（１
２）式とし、伝送器１の出力電流を最大値２０ｍＡとし
たとき、トランジスタＱ１の電圧降下ＶＣＥは（１１）
式より、ＶｃＥ４１Ｖとなる。

したがって、伝送器電源回路２の出力端、の電圧Ｖｐｏ
は、Ｖｐｏ＝　Ｖｐｔ　＋　ＶＣ［Ｅとなる。Ｖ　ｐ　
ｔは（１）式より２４Ｖ、Ｖｃεは前述のとうり１ｖで
あるのでＶ　ｐｏ　＝　２５　Ｖ　　　　　　　　　　
　−（１３）に設定すればよい。また、このときのトラ
ンジスタＱ１の電力損失ＰＱ１は ＰＱｔ＝ＶｃＥ−ｉｔ＝０．０２Ｗ　　　　−（１４）
となり、トランジスタＱ１を追加したことによる損失は
、小さく問題はない。

次に、第１図の実施例において伝送器が短絡した場合の
動作について第２図を用いて説明する。

伝送器が短絡した瞬間、伝送器供給電圧Ｖｐｗは入力信
号端子ＢおよびＡを介して電流／電圧変換用抵抗Ｒ１に
直接印加され、Ｖ１１＝　ＶＰ１＝　２４　Ｖ　トなる
。ここで、ゼナーダイオードＺＤＩのゼナー電圧ＶＺＤ
を ＶＺＤ＝　７　Ｖ　　　　　　　　　　　　−（１５）
とすれば、Ｖａｔ＞Ｖｚｏとなり、ゼナーダイオードＺ
ＤＩは導通し、電流１２が図中矢視のごとく抵抗Ｒ２，
Ｚｏｌを経てトランジスタＱ２のベース電極に流れトラ
ンジスタＱ２を導通させる。ｌ・ランジスタＱ２が導通
すれば、伝送ｒｉ電源回路２の正側出力端から電流ｉ３
が図中矢視のごとく抵抗Ｒ３，抵抗Ｒ４およびトランジ
スタＱ２を経て伝送器電源回路２の負側出力端に流れる
。従って、トランジスタＱ１のベース電極には Ｖｎ＝（Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４））Ｖｐｏ　　・・・（１
６）なる電圧が印加される。抵抗Ｒ４を Ｒ４＝ＩＫオーム　　　　　　　　・・・（１７）とし
、　（１２）式、　（１３）式、および（１７）式を（
１６）式に代入すれば、Ｖａ＝１０Ｖとなる。トランジ
スタＱ１のベース電極、エミッタ電極間の電圧降下ＶＢ
Ｅは、（１１）式に示すように０．７Ｖであるため。

電流／電圧変換用抵抗Ｒ１に印加される電圧Ｖ　ｒ　１
は Ｖ１１＝ＶＰ１＝ＶＢ　　ＶＨＥ＝９．３Ｖ　　＝４１
８）となる。

ここで、ゼナーＺＤ１のゼナー電圧ｖｚＤは（１５）式
で示したように７ｖに選定されているため、ゼナーＺＤ
Ｉは導通状態で保持され、Ｖｌｌは９．３ｖに保持され
る。このときの伝送器電源回路２の出力電力Ｐ１は、抵
抗Ｒ１，トランジスタＱｌ、抵抗Ｒ３およびＲ４の消費
電力の合計となり、Ｐ１＝Ｖｐｏ・Ｖｐ１／Ｒ，１＋（
Ｖｐｏ）”／（Ｒ３＋Ｒ４）　　−・・ｏ９）となる、
　（１９）式に、（１３）式、　（１７）式、　（１８
）式を代入し計算すれば、伝送器電源回路２の出方電力
ＰＩは Ｐ　ｌ　＝　１．１８Ｗ　　　　　　　　　　　−（２
０）となる。（７）式に示すように、従来方式での伝送
器短絡時の伝送器電源回路の出力電力Ｐ１は２６３ｖで
あり１本発明のディストリビュータを使用することで伝
送器電源回路の電源容量を約１７２にできる。また、電
流／電圧変換用抵抗Ｒ１の消費電力は、 （Ｖ　ｓ　ｔ）２／　Ｒ１となり（３）式、および（１
８）式より０．３５Ｗとなり、０．５Ｗ程度の抵抗で充
分である。

なお、第１図の実施例では、（１２）式、　（１５）式
および（１７）式に示すように、抵抗Ｒ３，Ｒ４および
ゼナーダイオードＺＤＩのゼナー電圧ＶｚＤを定めたが
この限りではない。定常動作時の電流／電圧変換用抵抗
の最大電圧をＶａｔ（−ａｘ）　、ゼナーダイオードＺ
Ｄの動作電圧をＶＺＤ、およびトランジスタＱ１のエミ
ッタ電圧ＶＥの関係を Ｖ　ｔ　ｓ　（ｗａｘ）　＜　Ｖｚｏ＜　ＶＥ−（２１
）となるよう、Ｒ３，Ｒ４およびＺＤＩを選定すれば、
伝送器短絡時にはゼナーダイオードＺＤＩは導通状態が
保持され、電流／電圧変換用抵抗Ｒ１に生じる電圧を定
常時の最大出力以上に保持することができる。このとき
（２１）式の関係を守りつつ、Ｖｔｌ（ｗａｘ）　、　
ＶＺＤおよびｖＩＥの値を近づけていけば伝送器短絡時
の伝送器電源回路の出力容量を（２０）式より小さくす
ることが可能である。

また、第１図の実施例では電流／電圧変換用抵抗Ｒ１に
生じる電圧ｖＩが定常時の最大値以上になったことを検
出しトランジスタＱ２をＯＮ。

ＯＦＦ制御する過電圧検出素子としてゼナーダイオード
ＺＤＩを用いたがこの限りではない。過電圧を検出し、
トランジスタＱ２のような切換素子をＯＮ、ＯＦＦ制御
を有するものであれば、どのような素子または回路でも
よい。

また、第１図の実施例では、切換素子としてトランジス
タＱ２を使用したが、この限りではない。

過電圧検出素子の信号を受けてＯＮ、ＯＦＦする切換素
子であれば、どのような素子または回路でもよい。

さらに、伝送器短絡時にトランジスタＱ１のべ一入電極
に定電圧を印加する電圧制御素子として抵抗Ｒ４を用い
たがこの限りではない。ベース電極に定電圧に制御する
ものであれば、ゼナーダイオード等の定電圧素子にも適
用できる。

なお、第１図の実施例では、入力増幅回路３および信号
絶縁回路４を構成要素として説明したが、これらは必ず
しも有する必要はない、たとえば、電流／ｆｌ！圧変換
圧変杭用抵抗２５０オームを高精度のものを用いれば、
伝送器１の出方信号ＤＣ４〜２０ｍＡをＤＣ１〜５ｖに
高精度に変換できるため、入力増幅回路３を必要としな
い、また、耐ノイズ性、電源系の分離を配慮する必要が
ない場合は、信号増幅回路４は不要である。

〔発明の効果〕

本発明によるディストリビュータによれば、小容量の電
源トランスおよび電流／電圧変換用抵抗で、伝送器が短
絡した場合に出力を定常信号の最大値以上の値に確実に
振り切らせることができるディストリビュータを簡単な
構成を実現でき、工業計測上有益である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係るディストリビュータの一実施例、
第２図は第１−に示す実施例の伝送器短終時の等価回路
、第３図は従来のディストリビュータの一実施例、第４
図は第３図に示す実施例の伝送器短絡時の等価回路図で
ある。 Ｑｌ、Ｑ２・・・トランジスタ、Ｒ３，Ｒ４・・・抵抗
、窮１図 寓λ凹 第３図 高４図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、２線式伝送器の出力を接続する入力端子に入力抵抗
   回路と定電圧電源とを直列接続し、前記定電圧電源から
   ２線式伝送器に電源を供給し、該伝送器からの電流信号
   を前記入力抵抗回路に流し、該入力抵抗回路の両端に発
   生した電圧を増幅器を介して統一信号に変換し出力する
   ディストリビュータにおいて、前記入力抵抗回路の出力
   に過電圧検出回路と前記定電圧電源の出力に電圧制御回
   路を設け、前記伝送器の出力両端が短絡されたときに、
   前記過電圧検出回路によつて前記電圧制御回路を動作さ
   せ、前記定電圧電源の出力電圧を低下するように成し、
   よつて前記伝送器出力両端の短絡時における定電圧電源
   の負荷を軽減するように成すとともに、出力信号を定常
   信号の最大値以上の値に振り切らせることを特徴とする
   ディストリビュータ。 ２、請求項第１項において、前記定電圧回路の出力両端
   に、第１と第２の抵抗と第１のトランジスタを直列接続
   すると共に、該第１の抵抗と定電圧電源出力の交点にコ
   レクタ電極を、前記第１と第２の抵抗のベース電極を接
   続し、エミッタ電極を出力とする第２のトランジスタか
   ら成る前記電圧制御回路と、前記入力抵抗回路の出力か
   ら電流制限用の第３の抵抗とゼナーダイオードの直列回
   路から成る前記過電圧検出回路を介して前記第１のトラ
   ンジスタのベース電極に接続するように成し、前記伝送
   器の出力両端が短絡したとき過電圧印加による前記ゼナ
   ーダイオードの導通電流により前記第１のトランジスタ
   を導通させ、前記第１、第２の抵抗によつて前記定電圧
   電源の出力電圧を分圧するように構成したことを特徴と
   するディストリビュータ。