JPH02280661A - 定電圧出力回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、負荷電圧を設定値に定電圧制御する定電圧出
力回路に関し、特に、スイッチング手段のオン／オフの
周波数とオン時間を制御して電源から負荷への給電を制
御する、ＰＷＭ定電圧出力回路に関するものである。

〔従来の技術〕

従来、出力電圧を一定に保つ回路として、電源から負荷
への給電をスイッチングレギュレータ等のスイッチング
回路を用い、そのスイッチングを制御して出力を安定化
するものが一般的である。

このスイッチングの制御には、スイッチングのオンパル
ス幅ｔｏｎを制御するものと、スイッチングのオンパル
ス幅ｔｏｎを一定としてスイッチングの周波数ｆ（周期
Ｔｆ）を制御するものがある。

スイッチングのオンパルス幅ｔｏｎを制御するものは、
トランジスタ等のスイッチングにおいてその速度に限界
があり、スイッチングのパルス幅ｔｏｎを一定値以下に
できないため、軽負荷時において所要のデユーティ　（
ｔ　ｏｎ／　Ｔｆ　Ｘ　１００％）に対して実際のデユ
ーティが大きくなり出力電圧が上昇するという問題があ
る。

また、スイッチングのパルス幅ｔｏｎを一定としてスイ
ッチングの周波数ｆ（周期Ｔｆ）を制御する場合、重負
荷時において周波数ｆを高くする（周期Ｔｆを短くする
）必要があり、周波数が高くなるにしたがってスイッチ
ングロスが増えて給電効率が低下する。

これらの問題を解決するために、スイッチングのパルス
幅ｔｏｎとスイッチングの周波数ｆ（周期Ｔｆ）を同時
に、デジタル電気回路を用いて制御するもの（特開昭６
３−２５７４５９号公報）がある。

〔発明が解決しようとする題課〕

しかし、特開昭６３−２５７４５９６号公報においては
、ディスクリートなデジタル回路で実施されるもので、
小型化と汎用性を目的としてマイクロコンピュータを使
用した場合には、パルス幅や周波数を生成するタイマー
やカウンタの最高動作周波数に大きな差があり、軽負荷
でパルス幅を変えることは出力電圧の不安定の原因とな
る。

本発明は、負荷の比較的に広範囲の変動においても負荷
電圧を一定に維持する、小型かつ汎用性の高い、マイク
ロコンピュータ等の論理処理装置によるＰＷＭ制御の定
電圧出力回路を提供することを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の定電圧出力回路は、電源（１）；電源（１）か
ら負荷（７）へパルス給電するスイッチング手段（３）
；負荷（７）の負荷電圧を検出する電圧検出手段（６）
；および、設定値と電圧検出手段（６）が検出した負荷
電圧に対応して、（り負荷電圧が設定値を越えるときに
は、スイッチング手段（３）のオン期間ｔ　ｏｎｉ同一
のもとで、（Ａ）負荷電圧を設定値とするに要するパル
ス周波数ｆｉを演算し、演算したパルス周波数ｆｉが所
定上限値（ＦｈＨ）以上であると。

（Ｂ）オン期間ｔ　ｏｎｉを１ステップ長いものｔ　ｏ
ｎｉφ１に更新し、かつパルス周波数ｆｉを、更新した
オン期間ｔｏｎｉ＋１において、更新前のオン期間ｔ　
ｏｎｉおよび演算したパルス周期ｆｉでスイッチング手
段（３）が負荷（７）に与える出力と実質上同一出力を
負荷（７）に与えるパルス周波数ｆｉ＋１に更新し、（
Ｃ）更新したパルス周波数ｆｉ＋１が所定上限値（Ｆｈ
Ｈ）以上であると、更新したオン期間ｔｏｎｉ＋１およ
び更新したパルス周波数ｆｉ＋１について上記（Ｂ）以
下をまた実行し、上記（Ａ）又は（Ｂ）で演算又は更新
したパルス周波数が所定上限値（ＦｈＨ）未満であると
スイッチング手段（３）を、上記（Ａ）又は（ロ）で演
算又は更新したパルス周波数およびオン期間でオン／オ
フ付勢し、（ＩＩ）負荷電圧が設定値未満のときには、
スイッチング手段（３）のオン期間ｔ　ｏｎｉ同一のも
とで、（ａ）負荷電圧を設定値とするに要するパルス周
波数ｆｉを演算し、演算したパルス周波数ｆｉが所定下
限値（Ｆｓｉ）以下であると、（ｂ）オン期間ｔ　ｏｎ
ｉを１ステップ短いものｔｏｎｉ−１に更新し、かつパ
ルス周波数ｆｉを。

更新したオン期間ｔｏｎｉ−１において、更新前のオン
期間ｔ　ｏｎｉおよび演算したパルス周期ｆｉでスイッ
チング手段（３）が負荷（７）に与える出方と実質上同
一出力を負荷（７）に与えるパルス周波数ｆｉ−１に更
新し、（ｃ）更新したパルス周波数ｆよ−１が所定下限
値（Ｆｓｉ−ＨＬ）以下であると。

更新したオン期間ｔｏｎｉ−１および更新したパルス周
波数ｆｉ−１について上記（ｂ）以下をまた実行し、上
記（ａ）又は（ｂ）で演算又は更新したパルス周波数が
所定下限値を越えているとスイッチング手段（３）を、
上記（、）又は（ｂ）で演算又は更新したパルス周波数
およびオン期間でオン／オフ付勢する、スイッチング制
御手段（ａ〜１２）：を備える。

なお、カッコ内数字記号は、図面に示し後述する実施例
の対応要素を示す。

〔作用〕

スイッチング制御手段（ａ〜１２）の上記（１）および
（４）の機能により、負荷電圧が設定値よりずＪしてい
るときには、まず負荷電圧を設定値とするに要する周波
数ｆｉ（周期Ｔｆｉ）が？ｙｉ算される。

そして周波数ｆｉが、その時のスイッチング手段（３）
のオン期間ｔ　ｏｎｉに割り当てられている下限値（Ｆ
ｓｉＬ）を越え上限値（Ｆｈｌｌ）未満の適値範囲内で
あると、演算した周波数ｆ】とその時のオン期間ｔ　ｏ
ｎｉでスイッチング手段（３）がオン／オフ付勢される
。

周波数ｆｉが、その時のスイッチング手段（３）のオン
期間ｔ　ｏｎｉに割り当てられている下限値（ＦｓｉＬ
）を越え上限値（ＦｈＨ）未満の適値範囲を上側に外れ
ているときには、オン期間が１ステップ長いものｔｏｎ
ｉ＋１に更新され、かつ、パルス周波数ｆｉが、更新し
たオン期間ｔｏｎｉ＋１において、更新前のオン期間ｔ
ｏｎｉおよび演算したパルス周期ｆｉでスイッチング手
段（３）が負荷（７）に与える出力と実質上同一出力を
負荷（７）に与えるパルス周波数ｆｉ＋１に更新される
。このように更新したときも、更新されたパルス周波数
ｆｉ＋１が、オン期間ｔｏｎｉ＋１に割り当てられてい
る上限値（Ｆｈｌｌ）未満の適値範囲内にあるかがチエ
ツクされて、外れていると同様にして、オン期間が１ス
テップ長いものｔｏｎｉ＋２に更新され、かつ、パルス
周波数もｆｉ＋２に更新される。以下同様にして、負荷
電圧を設定値とするに要する、オン期間およびパルス周
波数（適値範囲に入るもの）が演算され、これらでスイ
ッチング手段（３）がオン／オフ付勢される。

周波数ｆｉが、その時のスイッチング手段（３）のオン
期間ｔ　ｏｎｉに割り当てられている下限値（ＦｓｉＬ
）を越え上限値（ＦｈＨ）未満の適値範囲を下側に外れ
ているときには、オン期間が１ステップ短いものｔ　ｏ
ｎｉ　−１に更新され、かつ、パルス周波数ｆｉが、更
新したオン期間ｔｏｎｉ−１において、更新前のオン期
間ｔ　ｏｎｉおよび演算したパルス周期ｆｉでスイッチ
ング手段（３）が負荷（７）に与える出力と実質上同一
出力を負荷（７）に与えるパルス周波数ｆｉ−１に更新
される。このように更新したときも、更新されたパルス
周波数ｆｉ−１が、オン期間ｔｏｎｉ−ｔに割り当てら
れている下限値（Ｆｓｉ−、１）を越える適値範囲内に
あるかがチエツクされて、下限値（Ｆｓｉ−１）未満で
あると同様にして、オン期間が１ステップ短いものｔ　
Ｏｎｉ　−２に更新され、かつ、パルス周波数がｆｉ−
２に更新される。以下同様にして、負荷電圧を校゛定値
とするに要する、オン期間およびパルス周波数（適値範
囲に入るもの）が演算され、これらでスイッチング手段
（３）がオン／オフ付勢される。

このように、負荷電圧を設定値とするに要する周波数ｆ
をまず演算し、それが適値範囲を外れるときにオン期間
を変更する。オン期間ｔｏｎは周期Ｔｆより短く、調整
幅が狭いのに対して、周期Ｔｆは、調整幅を広くしかも
比較的に微細に調整しうるので、広いダイナミックレン
ジと変動の少い出力電圧制御が実現する。また、１つの
オン期間ｔ　ｏｎｉで所要の周波数ｆｉ（周期Ｔ　ｆｉ
）を演算し。

これが該オン期間ｔｏｎｉでの適値範囲を外れていると
きに、オン期間ｔ　ｏｎｉを１ステツプ変更（例えばｔ
　ｏｎｉ　−１に変更）して、周波数ｆｉを、変更した
オン期間ｔｏｎｉ−１で同一出力をもたらすものｆｌ−
１に更新するが、この演算した周波数ｆｉ−１がオン期
間ｔ　ｏｎｉ　−１の適値範囲にあるかを、その出力前
にチエツクして、適値範囲を外れているときには更にオ
ン期間ｔ　ｏｎｉ　＋　１を変更し対応する周波数ｆｉ
−２を算出し、以下同様に、適値範囲内に入る周波数を
得るまで、このような演算を繰返すので、負荷電圧が急
激に変動してｔｏｎを数ステップ変更しなければ周波数
が適値範囲に入らない場合でも、負荷電圧の急変に即応
して、たちどころに、オン期間ｔｏｎが適値に変更され
かつ適値範囲の周波数ｆが設定されるので、応答性が高
いＰＷＭ定電圧制御が実現する。

本発明の他の目的および特徴は、図面を参照した以下の
実施例の説明より明らかになろう。

〔実施例〕

第１図に、本発明の一実施例を示す。第１図において、
インダクタンス２．ダイオード４．スイチング素子３．
およびコンデンサ５は、昇圧形ＤＣ／ＤＣコンバータ回
路を形成している。

この昇圧形ＤＣ／ＤＣコンバータ回路においては、スイ
ッチング素子３がオンするとインダクタンス２のコイル
鉄心にエネルギーが蓄積され、スイッチング素子３がオ
フするとこの蓄積されたエネルギーがインダクタンス２
より放出され、ダイオード４を介して負荷７へ電流が流
れる。なお、コンデンサ５は平滑用のコンデンサである
。

スイッチング素子３のオン／オフを制御するための回路
は、出力電圧を分圧する抵抗６（出力電圧調整用のポテ
ンショメータ）と、抵抗６で分圧された電圧をデジタル
変換するＡ／Ｄコンバータ８と、Ａ／Ｄコンバータ８の
出力と設定値とを比較し、設定値との誤差がなくなるよ
うなＰＷＭ信号データ（スイッチング素子８のオン／オ
フ周期Ｔｆを示すデータおよびオン時間Ｔｏｎを示すデ
ータ）を演算する、ＲＯＭおよびＲＡＭ内蔵のマイクロ
プロセッサ（以下ＣＰＵと称す）９と、プリセットカウ
ンタでなる周期Ｔｆ決定用のタイマ１０およびオン時間
決定用のタイマ１１と、タイマ１１の出力であるＰＷＭ
パルス信号がＨ（オン期間＝ｔｏｎ期間）のときスイッ
チング素子８をオンにＬ（オフ期間）のときにオフにす
るドライバ１２と、ＣＰＵ９が与える負荷給電スタート
パルスとタイマ１０のタイムオーバパルスをタイマ１０
および１１のスタート入力端（ロードおよびカウントス
タート指示入力端）に与えるオアゲートＯＲと、により
構成されている。

第２図に、第１図に示す昇圧コンバータ回路の基本構成
図を示す。今、スイッチング素子３がオンすると入力電
圧Ｖｉｎによりインダクタンス２に電流ｆｉが流れる。

インダクタンス２に流れる電流１１は、第３図に示すよ
うに時間に比例して単調に増加するので、 ｉ　１　＝（Ｖｉｎ／　Ｌ）Ｘ　ｔ　　・”（１）とな
る。スイッチング素子３の導通期間ｔ＝Ｔｏｎで１１は
最大電流ｉｘｐとなり、この時インダクタンス２にエネ
ルギーが蓄えられる。このエネルギーＰＬはスイッチン
グの繰り返し周波数をｆとすると、単位時間当りでは、 Ｐ　Ｌ＝（Ｌ／２）Ｘ　ｉ　１　ｐ　”　　Ｘ　ｆ＝（
Ｖｉｎ　”　　ＸＶｏ　”　）・ｆ／２　Ｌ　　＝４２
）となる、スイッチング素子３がオフするとインダクタ
ンス２には逆起電力を生じ、ダイオード４を通して平滑
用コンデンサ５を充電する。コンデンサ５の両端電圧が
出力電圧ｖＯとなるので出力電流をＩｏとすると負荷７
で消費される出力電力Ｐｏは、 Ｐｏ＝１ｏＸＶｏ　・・・（３） となる。出力電流ＰＯとインダクタンス２に蓄積される
電力は等しいからＰＬ：ＰＯとなり（２）、（３）式よ
り Ｖ　ｏ　＝（Ｖｉｎ”　・Ｔｏｎ２−　ｆ　）／（２Ｌ
−Ｉ　ｏ）　＝４４）となる、（４）式より入力電圧Ｖ
ｉｎや出力電流１゜が変化した時にはＴｏｎまたはｆを
変えると出力電圧を一定にできることが解る。つまり、
入力電圧Ｖｉｎが低下したり、出力電流Ｉｏが増加した
らＴｏｎを長くするか、ｆを増加させ、逆に入力電圧Ｖ
ｉｎが増加したり、出力電流が減少したらＴｏｎを短く
するか、ｆを減少させればよい。

第１図に示す回路において、今、スイッチングの繰り返
し周波数ｆを一定にして、オン期間Ｔｏｎを変化させる
場合を考える。

スイッチング素子３の能力を考慮し、最小パルス幅を１
〔μ５ｅｅ）とし、タイマ回路１０．１１の最小動作時
間を２００　（ｎｓｅｃ）とすると、最小負荷（軽負荷
）近辺において１〔μｓｅｃ〕のパルス幅から１．２〔
μ５ｅｃ）のパルス幅に変化したとすると、（４）式に
より出力電圧Ｖｏの変化は１．４倍にもなってしまう。

この場合、パルス幅を変化させずに繰り返し周波数ｆだ
けを変化させた場合には、ｆを可聴範囲外に限定して上
限を約２０　（ＫＨｚ）とし、タイマ回路１０を２００
　（ｎ　５ｅａｌのクロックパルスで動作させると、周
波数の最小変化幅は２０　［ＫＨｚ）（Ｔｆ＝５０μ５
ｅｃ）が２０．０８（にＨｚ）（Ｉｆ＝４９．８μ５ｅ
ｃ）に変化する事になるので、（４）式より出力電圧ｖ
Ｏの変化率は０．４％になる。つまり、軽負荷領域にお
いてはオン期間Ｔｏｎを変化させるよりも、繰り返し周
波数ｆ（周期Ｔｆ）を変化させる方が微妙な調整が可能
である。

一方、スイッチングオン期間Ｔｏｎを一定にして繰り返
し周波数ｆを変化させる場合について考える。

最小負荷時を考慮してオン期間Ｔｏｎを１〔μ５ｅｃ）
一定とした場合、最大負荷でデユーティ−比を５０％に
するには、その繰り返し周波数ｆは５００（ＫＨｚ）に
もなってしまい、スイッチングロスのために効率が著し
く低下してしまう。この場合にはオン期間Ｔｏｎを５〔
μｓｅｃ〕とすれば、最大負荷でデユーティ−比を５０
％とするための繰り返し周波数ｆは１００　（ＫＨｚ）
となるので、スイッチングロスの影響も少なく、またタ
イマ回路１０に２００（ｎ　５ｅｅ）のクロックパルス
を使用した場合の出力電圧の最小変化率を２％とするこ
とができる。

以上より、本発明では、負荷電流の増減に従ってスイッ
チングのオン期間Ｔｏｎを段階的に切換えながら繰り返
し周波数ｆを出力電圧が一定値になるように制御するこ
とによって幅広い負荷電流の変化に対応することがきる
。

第４図は、本発明の実施例において、タイマ回路１１の
カウントパルス数（Ｔｏｎ時限用のカウント値）が１〜
５の場合のスイッチング素子３のそれぞれのオン時間ｔ
　ｏｎ　１〜ｔｏｎ５について、スイッチング素子３の
スイッチング周波数ｆと出方電流Ｉｏとの特性を示すグ
ラフである。

第４図において、横軸はスイッチングの繰り返し周波数
ｆ、縦軸は出力電流Ｉｏである。ｔ　ｏｎ　１からｔ　
ｏｎ　５までの直線は、（４）式においてスイッチング
素子３のオン期間Ｔｏｎをタイマ回路１１によって１〔
μ５ｅｃ）から５〔μ５ｅｃ）まで、１〔μ５ｅｃ）お
きに設定した時の、繰り返し周波数ｆと出方電流Ｉｏの
関係である。

今、８点においてオン期間がｔｏｎ４で繰り返し周波数
ｆがＦｓｊの時に負荷にＩｓシの電流が流れている場合
、負荷電流（負荷電圧）を除々に減少させようとすると
、繰り返し周波数ｆを低くしなければならない、ｆを下
げて来るとついには下限値Ｆｓ４　Ｌに達する。その時
点でパルス幅をｔｏｎ４からｔｏｎ３に切換え、また周
波数ｆをｔｏｎ３においても同じ電流を流す繰り返し周
波数ＦｈＬに置き変える０本実施例においては、このと
きの周波数ＦｈＬは、周波数適値範囲の上限値である。

次に同じく８点において、オン期間がｔｏｎ４で繰り返
し周波数がＦｓｔの時に負荷にＩｓｔの電流が流れてい
る場合、負荷電流（負荷電圧）を除々に増加させようと
するときには、繰り返し周波数ｆを高くしなければなら
ない。ｆを高くしていくと、ついには上限値ＦｈＨに達
する。この時点でパルス幅をｔｏｎ４から１ｏｎ５に切
換え、また周波数ｆをｔ　ｏｎ　５においても同じ電流
を流す繰り返し周波数Ｆｓ５Ｈに置き変える。

すなわち、あるオン期間（ｔｏｎ４）で出力電流Ｉｏ（
負荷電圧）を減少させるための周波数ｆの調整（低減）
が不可能ｆｉａ値範囲を下側に外れる：ｆ≦Ｆｓ４　Ｌ
）となった場合には、タイマ１１により発生するＴｏｎ
のパルス幅（タイマ１１のカウント値）を１小さくする
（　ｔ　ｏｎ　４をｔｏｎ３に切換える）。出力電流Ｉ
ｏ（負荷を圧）を上昇させるための周波数ｆの調整（増
加）が不可能（適値範囲を上側に外れる：ｆ≧ＦｈＨ）
となった場合には、タイマ回路１１により発生するＴｏ
ｎのパルス幅をカウントパルス１つ分増やす（ｔｏｎ４
をｔｏｎ５に切換える）ことで、さらに周波数ｆの可変
が可能となり、出力電圧を一定に保つことができる。

出力電流（負荷電圧）を上げようとする時のｔｏｎの切
換え点の周波数と更新したｔｏｎにおける対応する周波
数を以下の表１に示し、出力電流（負荷電圧）を下げよ
うとする時のｔｏｎの切換え点の周波数と更新したｔｏ
ｎにおける対応する周波数ｆを以下の表２に示す。

表１　　　　　　　表２ この様にオン期間ｔｏｎをｔｏｎｉ〜ｔｏｎ５のいずれ
かに固定しておき、周波数ｆを変化させて制御し、周波
数ｆの変化が所定の範囲を越えた時にオン期間ｔｏｎと
周波数ｆを切換えることにより、広範囲の出力電流Ｉｏ
に対して出力電圧Ｖｏを一定に制御することができる。

なお、この実施例では、周波数を上げて行くときの上限
値を第４図に示すようにＦｈＨとしているが、下げて行
くときの上位ｔｏｎ（例えばｔｏｎ４）での下限値（Ｆ
ｓ４　Ｌ）に対応する下位ｔ　ｏｎ（ｔ　ａｎ３）の上
限値（ＦｈＬ）をＦｈＨよりも少し低く設定し、かつ、
周波数を下げて行くときの下限値を第４図に示すように
各ｔｏｎ個別にＦｓ５Ｌ、Ｆｓ４Ｌ。

Ｆｓ３　Ｌ、Ｆｓ２　Ｌ、Ｆｓｌ　Ｌと定めて、上げて
行くときの下位ｔｏｒ１（例えばｔｏｎ４）での上限値
（ＦｈＨ）に対応する上位ｔｏｎ（ｔｏｎ５）の下限値
Ｆｓ５Ｈ（ｔｏｎ４ではＦｓ４Ｈ，ｔｏｎ３ではＦｓ３
Ｈ。

ｔｏｎ２ではＦｓ２Ｈ，ｔｏｏｌではＦｓｌＨ）をＦｓ
５Ｌ　（Ｆｓ４Ｌ、Ｆｓ３Ｌ、Ｆｓ２Ｌ、Ｆｓｌ　Ｌ）
よりも少し高く設定して、周波数ｆを上げて行くときと
、下げて行くときでは、異った周波数でｔｏｎを切換え
るヒステリシスを設定している。これにより、負荷電圧
のわずかな変動に対して、ｔｏｎ切換え点付近で周波数
ｆを微少調整することになるときの、ｔｏｎの頻繁な増
減の繰返しを生じないので、ＣＰＵ９によるｔｏｎおよ
びｆの出力更新（特にｔｏｎの出力更新）が頻繁になら
ず、ＣＰＵ９の動作負荷が軽減する。

本発明のこの実施例において、出力電圧ｖＯを一定に保
つためのＴｏｎおよびｆ　（周期Ｔｆ）の演算は、ＰＩ
Ｄ制御（比例−積分一徹分制御）を採用している。以下
に、本発明のこの実施例で実行するＰＩＤ制御演算を説
明する。

ＰＩＤ制御の理論式は、 Ｍ　Ｖ　＝　　Ｋ　　ｐ　　（ｅ　　＋１／ＴｉＪ　　
ｅｄｔ＋　Ｔｄ−ｄｉ／ｄｔ）”・（５）Ｍｖ：操作量
　　　Ｋｐ：比例ゲイン ｅ：設定値に対する負荷電圧の偏差 Ｔｌ：積分時間 Ｔｄ：微分時間 で表わされる。負荷電圧をＰＶ、設定値をｓ■とすると
偏差ｅは。

ｅ　＝　Ｓ　Ｖ　−Ｐ　Ｖ　□”（６）である。（５）
、　（６）式は、アナログ形であるため、これをデジタ
ル形に書き替えると、 ＭＶｎ　＝にｐ　（ｅｎ十τ／Ｔｉ・Σｅｉ＋Ｔｄ／　
ｘ　（ａｎ−ｅｎ−１））１：１ ・・・（７） ｏｎ＝ｓＶｎ−ＰＶｎ　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　−（ａ）となる、ただし、τは
サンプリング周期であり。

ｎ、ｎ−１は各サンプリング時点を表わす。

ｎ時点での操作ｉＬＭＶｎの変化分ΔＭＶｎは。

ΔＭＶｎ＝Ｋｐ　（（ｅｎ−ｅｎ−＋　）＋　ｒ／Ｔｉ
・Σｅｎ＋丁ｄ／　ｔ　　（ｅｎ−２ｓｎ−＋　　＋ｅ
ｎ−２））　　　　　　　　・・１９）となる。設定値
Ｓｖを一定値とすると、ｅ　ｎ　＝　Ｓ　Ｖ　−Ｐ　Ｖ
　ｎ　ｙｅｎ−＋＝ＳＶ−ＰＶｎ−＋ ａ　ｎ−２＝　Ｓ　Ｖ　−Ｐ　Ｖ　ｎ−２であるから（
９）式は、 Δ阿Ｖｎ　＝　Ｋｐ　（（ＰＶｎ−＋　−ＰＶｎ）＋１
／ＫＩ−（ＳＶ−ＰＶｎ）　＋　ＫＤ（２ＰＶｎ−＋　
−ＰＶｎ　−ＰＶｎ−２）　）・・・（１０） Ｋｐ（比例定数）＝Ｋｐ ＫＩ（積分定数）　＝　ｌ　／ＫｐＸ　Ｔ　ｉ／τＫＤ
（微分定数）＝ＫｐＸＴｄ／ｌ となる３以上により、前々回（ｎ−２）、前回（ｎ−１
）、および今回（ｎ）サンプリングした値と、設定値Ｓ
Ｖと、Ｋｐ、ＫＩ、およびＫＤにより操作量の変化分が
決まる。ｎ時点での操作量Ｍ　Ｖ　ｎは、 ＭＶｎ＝ＭＶｎ−＋　＋ΔＭＶｎ−（ＩＩ）で表わされ
る。

（１０）、　（ＩＩ）式を応用すると、Ｐ　Ｖ　ｎ−２
ｔ　Ｐ　Ｖ　ｎ−＋　ｔＰ　Ｖ　ｎはそれぞれ、前々回
（ｎ　−２）、前回（ｎ−１）、今回（ｎ）の負荷電圧
Ｖｏの値であり、Ｓｖは、安定化させるための基準とな
る出力電圧値となる。ここで求められた操作量ＭＶｎを
周波数に変換すると、 ｆ　ｒ＋−Ｋ　ｆ　Ｘ　ＭＶ　ｎ　・・（１２）Ｋｆ：
周波数定数 となるので（ｔｏ）、　（ｔｔ）式は、Δｆｎ＝ＫｆＸ
ΔＭ　Ｖ　ｎ　・・（１３）ｆｎ＝ｆｎ−＋＋Δｆ　ｎ
　−（１４）と表される。（１０）、（１３）、（１４
）式より、ｆ　ｎ＝　ｆ　ｎ−＋　＋Ｋｐ　（Ｋｐ（Ｐ
Ｖｎ−＋　−ＰＶｎ）＋　１／ＫＩ・（ＳＶ　−ＰＶｎ
）十にＤ（２ＰＶｎ−＋　−ＰＶｎ−ＰＶｎ−２））・
・・（１５） となる。求められたｆｎは出力電圧Ｖｏの変化を設定値
Ｓｖに戻すための繰り返し周波数の値である。ＣＰＵ９
は、このｆｎを周期Ｔｎに変換する。

第５ａ図および第５ｂ図に、ＣＰＵ９の、負荷７への給
電制御動作を示す。

まず第５ａ図を参照する。「負荷給電制御」（ＬＶＣ）
に進むとＣＰＵ９は、まず負荷７への給電を指示するス
タート入力があったかをチエツクしくステップｌ：以下
カッコ内ではステップという語を省略）、それがまだ到
来していないときには、メインルーチン（図示せず）に
戻るが、スタート入力が到来した時点にｒ負荷給電制御
」（ＬＶＣ）に進んだときには、標準周波数Ｆｓｔをレ
ジスタｆに書込み、標準オン期間ｔｏｎ４をレジスタｔ
　ｏｎｉに書込んで、標準周波数Ｆｓｔを周期Ｔｆｓｔ
に変換して周期レジスタＴｆに書込み、ｔｏｎ４のオン
期間Ｔｏｎ４をオン期間レジスタＴｏｎに書込み１周期
レジスタＴｆのデータをタイマ１０のロードデータ入力
端に出力しかつオン期間レジスタＴｏｎのデータをタイ
マ１１のロードデータ入力端に出力する（２）１次にＣ
ＰＵ９は、オアゲートＯＲにスタートパルスを出力し、
ｄｔ時限の内部タイマｄｔ（プログラムタイマ）をスタ
ートし。

内部タイマｄｔ割込を許可する。

上記スタートパルスにより、タイマ１０には周期Ｔｆ（
この時点ではＴｆｓｔ）がロードされてタイマｌＯがカ
ウントパルスのカウントを開始し、タイマ１１にはオン
時間Ｔｏｎ（この時点ではｔｏｎ４）がロードされてタ
イマｆｉがその出力をＨとしてカウントパルスのカウン
トを開始する。仮にこの状態で時間が経過すると、タイ
マｆｉが、Ｔｏｎ＝ｔｏｎ４の分のカウントパルスをカ
ウントするとそこでタイムオーバして出力をＨからＬに
戻す。そしてタイマ１０が周期Ｔ　ｆ　＝　Ｔ　ｆｓｔ
の分のカウントパルスをカウントするとタイムオーバし
てこれを示すパルスを発生しこれがオアゲートＯＲを通
してタイマ１０および１１に再スタートパルスとして印
加されて、これに応答してタイマ１０はＣＰＵ９が出力
しているＴｆデータ（この時点ては標準値Ｔｆｓｔ）を
ロードしまたカウントパルスのカウントを開始し、タイ
マ１１はＣＰＵが出力しているＴｏｎデータ（この時点
では標準値ｔｏｎ４）をロードしその出力をＬからＨに
切換えてまたカウントパルスのカウントを開始する。以
下同様であり。

この動作により、タイマｆｉが、Ｔｏｎデータが示す時
間の間Ｈのパルスを、Ｔｆデータが示す周期で繰返し出
力する。

上記のように「内部タイマｄｔ割込」を許可したことに
より、内部タイマｄｔがタイムオーバするとＣＰＵ９は
、第５ｂ図に示す「内部タイマｄｔ割込Ｊ（ＩＴＩ）を
実行する。すなわち、まず内部タイマｄｔを再スタート
しく１１）、次に、Ａ／Ｄコンバータ８で抵抗６の電圧
（負荷電圧）をデジタル変換して読込み、前々回読込み
レジスタＰＶｎ−２に前回読込みレジスタＰＶｎ−１の
データを書込み、今回読込みレジスタＰＶｎのデータを
前回読込みレジスタＰＶｎ−１に書込み、そして今回読
込みレジスタＰＶｎに、今回デジタル変換して読込んだ
負荷電圧データを書込む（１２）。

次に、前述の第（９）弐し；基づいて、操作量の変更分
ΔＭＶを算出して、これを周波数変更分Δｆに変換する
。

なお、ステップ１３において、第（９）式に基づく操作
量の変更分ΔＭＶの算出式は、標準オン期間ｔｏｎ４の
場合のものに設定されており、他のｔｏｎでは異った値
となる。例えばｔｏｎ４に対してｔ　ｏｎ　５では、第
４図に示すｔｏｎ４の周数数ｆ対電流の関係を示す直線
の傾きをＡ４とし、ｔｏｎ５の周波数ｆ対電流の関係を
示す直線の傾きをＡ５とすると５周波数ｆの変化に対す
るｔｏｎ５での出力電流値の変化は、ｔｏｎ４の場合の
Ａ　ｓ　／　Ａ　４倍になる。そこで、ｔｏｎ５の場合
の操作量の変更分は、ｔｏｎ４の場合の操作量（最終的
にはｆ）の変更分に対する出力電流（負荷電圧）の変化
分の関係を一定にするために、ステップ１３で算出した
変更分（ｔ　ｏｎ　４の場合のもの）をＡＭＶとすると
、（Ａａ／Ａｓ）・ＡＭＶとしなければならない。同様
にして、ｔｏｎ３．ｔｏｎ２およびｔｏｎｉでは、（Ａ
ａ　／Ａ３　）・ＡＭＶ、（Ａ４　／Ａ２　）・ＡＭＶ
および（Ａ４／Ａ１）・ＡＭＶとしなければならない。

そこでこの実施例では、 ｔ　ｏｎ　１のオン期間Ｔｏｎｌを出力に設定している
ときには、 Ａ　ｆ　＝　Ｋｆ−（Ａａ　／　Ａｔ　）・ΔＭＶ＝Ｋ
ｆｉ・ＡＭＶ で、算出したＡＭＶを周波数ｆの変更分に変換し、ｔｏ
ｎ２のオン期間Ｔ　ｏ　ｎ　２を出力に設定していると
きには、 Δｆ　＝　Ｋｆ（Ａａ　／　Ａ２　）・Ａ　ＭＶ＝Ｋｆ
２・ＡＭＶ で、算出したＡＭＶを周波数ｆの変更分に変換し、ｔｏ
ｎ３のオン期間Ｔｏｎ３を出力に設定しているときには
。

Ａ　ｆ　＝Ｋｆ・（Ａ４／Ａａ　）・ＡＭＶ＝Ｋｆ、・
ＡＭＶ で、算出したＡＭＶを周波数ｆの変更分に変換し、ｔｏ
ｎ４のオン期間Ｔｏｎ４を出力に設定しているときには
、 Δｆ　＝Ｋｆ・（Ａｔ　／Ａａ　）・ＡＭＶ＝Ｋｆ４　
　・ＡＭＶ で、算出したＡＭＶを周波数ｆの変更分に変換し、ｔ　
ｏｎ　５のオン期間Ｔｏｎ５を設定しているときには、 ｈ　ｆ　＝　ＫｆｌＡａ　／Ａｓ　）・ΔＭＶ＝Ｋｆ５
　・ＡＭＶ で、算出したＡＭＶを周波数ｆの変更分に変換するよう
にしている。すなわち、−膜化して表現すると、ｔ　ｏ
ｎ　ｔのオン期間Ｔｏｎｉを出力に設定しているときに
は。

ｈ　ｆ　＝　Ｋｆ・（Ａ４／　Ａｉ）・Ａ　Ｍ　Ｖ＝Ｋ
ｆｉ・ＡＭＶ で、算出したＡＭＶを周波数ｆの変更分に変換するよう
にしている。このため、ＣＰＵ９には表３に示すように
、ｔｏｎｉ　　ｆｉ＝１〜５）に対応付けて、変換係数
Ｋｆｉを書込んでいる。なお、ｔｏｎ１〜５のいずれを
出力に設定しているかは、レジスタｔ　ｏｎｉのデータ
が示すので、算出した操作量の変更分ΔＭＶを周波数の
変更分Δｆに変換するときは、レジスタｔ　ｏｎｉのデ
ータで変換係数Ｋｆｉを特定して、これを用いて、Δｆ
＝Ｋｆｉ・ＡＭＶで周波数の変更分Δｆを算出する。そ
して、現在設定している周波数にこの変更分Δｆを加え
た。更新すべき周波数を演算して、レジスタｆに書込む
（以上が１３）、このレジスタｆのデータは、現在出力
に設定しているオン期間Ｔ　ｏｎｉで、負荷電圧（ＰＶ
ｎ）を設定値（ＳＶ）にするに要する周波数を示すもの
である。

表３ ＣＰＵ９は次に、算出した周波数の変更分Δｆが正か否
かをチエツクする（１４）。

（１）Δｆが正であるとレジスタｆの周波数（今回算出
した周波数）が１周波数を上げるときの上限値ＦｈＨ以
上であるかをチエツクする（１５）。

（１−１）上限値ＦｈＨ以上でなかったとき（例えば、
現在が第４図の点■で、レジスタｆの周波数が第４図の
点Ｓとなったとき）には、レジスタｆの周波数が適値範
囲内にあるので、レジスタｆの周波数を周期Ｔｆに変換
して周期レジスタＴｆに書込む（１８）。

（１−２）次に、レジスタｔ　ｏｎ　ｉのデータｉで指
定されるオン期間データＴｏｎｉをオン期間レジスタＴ
ｏｎに書んで、周期レジスタＴｆのデータをタイマ１０
のロードデータ入力端に出力しかつオン期間レジスＴｏ
ｎのデータをタイマ１１のロードデータ入力端に出力す
る（１８）。

そしてメインルーチン（図示せず）に戻る。ステップ１
１でスタートした内部タイマｄｔがタイムオーバすると
、またこの「内部タイマｄｔ割込」（ＩＴＩ）に進み、
上述の負荷電圧の読込み（１２）、周波数変更分Δｆの
演算および次に設定すべき周波数ｆの演算（１３）を実
行し、またΔｆが正か否かをチエツクする。

（１−３）上限値Ｆ　ｈ　８以上であったときには、レ
ジスタｔｏｎｉのｉが５であるかをチエツクして（ｔＳ
）、それが５（ｔｏｎ５）であると、オン期間が最大値
でしかも周波数が最大値以上であって。

第１図に示す定電圧出力回路の最大出力値以上の出力（
これは不可）となるので、これを該最大出力値に制限す
るためレジスタｆには上限値ＦｈＨを書込んで（１７）
、上記（１−２）に進む。すなわちｔｏｎ５＋周波数Ｆ
ｈＨの出力を行なう。

レジスタｔｏｎｉのｉが５でなかったときには、レジス
タｔ　ｏｎ　ｉの内容を１大きいものに更新しく１９）
　、すなわち、オン期間ｔｏｎの指定を１ステップ長い
もの（例えばｔｏｎ３からｔｏｎ４）に変更して、これ
に対応してレジスタｆの周波数も、変更したｔｏｎにお
ける。変更前のｔｏｎでレジスタｆの周波数で得られる
出力電流と実質上同一の出力電流を得る周波数（第２回
目の演算周波数）、に変更する（２０）、そして、また
レジスタｆの周波数（第２回目の演算周波数）が上限値
ＦｈＨ以上か否かをチエツクして（１５）、上限値Ｆｈ
Ｈ未満であると（例えば現在が第４図の８点で、第１回
目に算出したｆが第４図の点■となり、そこでｔｏｎを
４から５に切換えて対応周波数を演算したら第４図の点
■になると）、上記（１−２）に進む（点■のオン期間
ｔｏｎ５および周波数の出力を行なう）。

第２回目の演算周波数が上限値ＦｈＨ以上であったと・
きには、またオン期間ｔｏｎを１ステップ長いものに切
換えて（１９）、変更したｔｏｎにおける、変更前のｔ
ｏｎでレジスタｆの周波数で得られる出力電流と実質上
同一の出力電流を得る周波数（第３回目の演算周波数）
、に変更する（２０）、そして、第３回目の演算周波数
が上限値ＦｈＨ以上か否かをチエツクして（１５）、上
限値ＦｈＨ未満であると（例えば現在が第４図の点■で
、第１回目に算出したｆが第４図の点■となり、そこで
ｔｏｎを３から４に切換えて対応周波数を第２回目に演
算したら第４図の点■となり、そこで更にｔｏｎを４か
ら５に切換えて対応周波数を第３回目に演算したら第４
図の点■となると）、上記（１−２）に進む（点■のオ
ン期間ｔｏｎ５および周波数の出力を行なう）。このよ
うに、負荷電圧の変動が大きく、この補償のために大幅
に出力電流を高くしなければならないとき（例えば点の
から点■への変更が必要なとき）、このための演算およ
び出力更新を一回の内部タイマｄｔ割込（ＩＴＩ）で実
行するので、負荷電圧の急速な変動を補償する動作速度
が速い。

（Ｉｆ）Δｆが負であるとレジスタｆの周波数（今回算
出した周波数）が、周波数を下げるときの下限値Ｆｓｉ
Ｌ以下であるかをチエツクする（２１）。

（ＩＩ−１）下限値ＦｓｉＬ以下でなかったとき（例え
ば、現在が第４図の点Ｓで、レジスタｆの周波数が第４
図の点■となったとき）には、レジスタｆの周波数が適
値範囲内にあるので、レジスタｆの周波数を周期Ｔｆに
変換して周期レジスタＴｆに書込む（１８）。

（ＩＩ−２）次に、レジスタｔｏｎｉのデータｉで指定
されるオン期間データＴｏｎｉをオン期間レジスタＴｏ
ｎに書んで、周期レジスタＴｆのデータをりイマ１０の
ロードデータ入力端に出力しがっオン期間レジスＴｏｎ
のデータをタイマ１１のロードデータ入力端に出力する
（１８）。

そしてメインルーチン（図示せず）に戻る。ステップ１
１でスタートした内部タイマｄｔがタイムオーバすると
、またこの「内部タイマｄｔ割込」（ＩＴＩ）に進み、
上述の負荷電圧の読込み（１２）。

周波数変更分Δｆの演算および次に設定すべき周波数ｆ
の演算（１３）を実行し、またΔｆが正か否かをチエツ
クする。

（ＩＩ−３）下限値ＦｓｉＬ以下であったときには、レ
ジスタｔｏｎｔのｉが１であるかをチエツクして（２２
）、それが１　（ｔ　ｏｎｌ）であると、オン期間が最
小値でしかも周波数が最小値以下であって、第１図に示
す定電圧出力回路の最低出力値以下の出力（これは不可
）となるので、これを該最低出力値に制限するためレジ
スタｆには下限値ＦｓｌＬを書込んで（２３）、上記（
ＩＩ−２）に進む。すなわちｔｏｏｌ、周波数Ｆ！ＩＩ
Ｌの出力を行なう。

レジスタｔｏｎｉのｉ　ｈｌ　１でなかったときには、
レジスタｔ　ｏｎ　ｉの内容を１小さいものに更新しく
２４）、すなわち、オン期間ｔｏｎの指定を１ステップ
短いもの（例えばｊａｎ４からしｏｎ３）に変更して、
これに対応してレジスタｆの周波数も、変更したｔｏｎ
における、変更前のｔｏｎでレジスタｆの周波数で得ら
れる出力電流と実質上同一の出力電流を得る周波数（第
２回目の演算周波数）、に変更する（２５）、そして、
またレジスタｆの周波数（第２回目の演算周波数）が下
限値ＦｓｉＬ以下か否かをチエツクして（２１）、下限
値ＦｓｉＬ。

を越えると（例えば現在が第４図の点■で、第１回目に
算出したｆが第４図の点■となり、そこでｔｏｎを３か
ら２に切換えて対応周波数を演算したら第４図の点■に
なると）、上記（１−２）に進む（点■のオン期間ｔ　
ｏｎ　２および周波数の出力を行なう）。

第２回目の演算周波数が下限値ＦｓｉＬ以下であったと
きには、またオン期間ｔｏｎを１ステップ短いものに切
換えて（２４）、変更したｔｏｎにおける。変更前のｊ
ａｎでレジスタｆの周波数で得られる出力電流と実質上
同一の出力電流を得る周波数（第３回目の演算周波数）
、に変更する（２５）。そして、第３回目の演算周波数
が下限値ＦｓｉＬ以下か否かをチエツクして（２１）、
下限値ＦｓｉＬを趙えると（例えば現在が第４図の点■
で、第１回目に算出したｆが第４図の点■となり、そこ
でｔｏｎを４から３に切換えて対応周波数を第２回目に
演算したら第４図の点■となり、そこで更にｔｏｎを３
から２に切換えて対応周波数を第３回目に演算したら第
４図の点■となると）、上記（ＩＩ−２）に進む（点■
のオン期間ｔｏｎ２および周波数の出力を行なう）。こ
のように、負荷電圧の変動が大きく、この補償のために
大幅に出力電流を下げなければならないとき（例えば点
■がら点■への変更が必要なとき）、このための演算お
よび出力更新を一回の内部タイマａｔ割込（ＩＴＩ）で
実行するので、負荷電圧の急速な変動を補償する動作速
度が速い。

以上に説明した「内部タイマｄｔ割込Ｊ　（ＩＴＩ）が
、周期ｄｔで繰返えされるので、負荷電圧（低抗６の電
圧）の読込み（サンプリング）と読込み値に対応したフ
ィードバックＰＷＭ制御がｄｔ同周期繰返えされる。

再度第５ａ図を参照する。ストップ入力が到来するとＣ
ＰＵ９は、内部タイマｄｔ割込を禁止し、タイマ１０．
１１をクリアしてそれらのカウント動作を停止する（４
．５）。これにより、負荷７のＰＷＭ制御が停止する。

なお、電源回路１には電源スィッチがあり、負荷７への
給電をするときにはそれが閉じられ、給電を停止すると
きにはそれが開かれる。

〔発明の効果〕

以上のように本発明によれば、負荷電圧を設定値とする
に要する周波数ｆ　　（Ｔｆ）がまず演算され、それが
適値範囲を外れるときにオン期間が変更される。オン期
間Ｔｏｎは周期Ｔｆより短く、調整幅が狭いのに対して
１周期Ｔｆは、調整幅を広＜シ。

かも比較的に微細に調整しうるので、広いダイナミック
レンジと変動の少い出力電圧制御が実現する。また、１
つのオン期間Ｔ　ｏｎｉで所要の周波数ｆｉ（周期Ｔ　
ｆｉ）を演算し、これが該オン期間Ｔｏｎｉでの適値範
囲を外れているときに、オン期間Ｔｏｎｉを１ステツプ
変更（例えばＴｏｎｉ−１に変更）して、周波数ｆｉを
、変更したオン期間Ｔｏｎｉ−１で同一出力をもたらす
ものｆｉ−１に更新するが、この演算した周波数ｆｉ−
１がオン期間Ｔｏｎｉ−１の適値範囲にあるかを、その
出力前にチエツクして、適値範囲を外れているときには
更にオン期間Ｔｏｎｉ−１を変更し対応する周波数ｆｉ
−２を算出し、以下同様に、適値範囲内に入る周波数を
得るまで、このような演算を繰返すので、負荷電圧が急
激に変動してＴｏｎを数ステップ変更しなければ周波数
が適値範囲に入らない場合でも、負荷電圧の急変に即応
して、たちどころに、オン期間Ｔｏｎが適値に変更され
かつ適値範囲の周波数ｆが設定されるので、応答性が高
いＰＷＭ定電圧制御が実現する。

【図面の簡単な説明】

第１図は１本発明の一実施例の構成を示すブロック図で
ある。 第２図は、第１図に示すアナログ電気回路部のの等価電
気回路図である。 第３図は、第２図に示すスイッチング素子３の両端間の
電圧と、インダクタンス２およびコンデンサ５に流れる
電流を示す波形図である。 第４図は、第１図に示すスイッチング素子３のオン期間
ｔｏｎおよびオン／オフ周波数ｆに対する、負荷７に供
給される電流の関係を示すグラフである。 第５ａ図および第５ｂ図は、第１図に示すマイクロブセ
ッサ９の制御動作を示すフローチャートである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 電源； 前記電源から負荷へパルス給電するスイッチング手段； 前記負荷の負荷電圧を検出する電圧検出手段；および、 設定値と前記電圧検出手段が検出した負荷電圧に対応し
   て、（ I ）負荷電圧が設定値を越えるときには、前記
   スイッチング手段のオン期間ｔｏｎｉ同一のもとで、（
   Ａ）負荷電圧を設定値とするに要するパルス周波数ｆｉ
   を演算し、演算したパルス周波数ｆｉが所定上限値以上
   であると、（Ｂ）オン期間ｔｏｎｉを１ステップ長いも
   のｔｏｎｉ＿＋＿１に更新し、かつパルス周波数ｆｉを
   、更新したオン期間ｔｏｎｉ＿＋＿１において、更新前
   のオン期間ｔｏｎｉおよび演算したパルス周期ｆｉで前
   記スイッチング手段が負荷に与える出力と実質上同一出
   力を負荷に与えるパルス周波数ｆｉ＿＋＿１に更新し、
   （Ｃ）更新したパルス周波数ｆｉ＿＋＿１が所定上限値
   以上であると、更新したオン期間ｔｏｎｉ＿＋＿１およ
   び更新したパルス周波数ｆｉ＿＋＿１について上記（Ｂ
   ）以下をまた実行し、上記（Ａ）又は（Ｂ）で演算又は
   更新したパルス周波数が所定上限値未満であると前記ス
   イッチング手段を、上記（Ａ）又は（Ｂ）で演算又は更
   新したパルス周波数およびオン期間でオン／オフ付勢し
   、（II）負荷電圧が設定値未満のときには、前記スイッ
   チング手段のオン期間ｔｏｎｉ同一のもとで、（ａ）負
   荷電圧を設定値とするに要するパルス周波数ｆｉを演算
   し、演算したパルス周波数ｆｉが所定下限値以下である
   と、（ｂ）オン期間ｔｏｎｉを１ステップ短いものｔｏ
   ｎｉ＿−＿１に更新し、かつパルス周波数ｆｉを、更新
   したオン期間ｔｏｎｉ＿−＿１において、更新前のオン
   期間ｔｏｎｉおよび演算したパルス周期ｆｉで前記スイ
   ッチング手段が負荷に与える出力と実質上同一出力を負
   荷に与えるパルス周波数ｆｉ＿−＿１に更新し、（ｃ）
   更新したパルス周波数ｆｉ＿−＿１が所定下限値以下で
   あると、更新したオン期間ｔｏｎｉ＿−＿１および更新
   したパルス周波数ｆｉ＿−＿１について上記（ｂ）以下
   をまた実行し、上記（ａ）又は（ｂ）で演算又は更新し
   たパルス周波数が所定下限値を越えていると前記スイッ
   チング手段を、上記（ａ）又は（ｂ）で演算又は更新し
   たパルス周波数およびオン期間でオン／オフ付勢する、
   スイッチング制御手段； を備える定電圧出力回路。