JPH0228239B2 - Judokanetsusochi - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、誘導加熱装置、特に２トランス型自
励発振器をインバータの駆動源をして用い、かつ
これに非磁性金属負荷に対する保護機能を付加し
た誘導加熱装置に関する。

従来、この種誘導加熱装置、例えば誘導加熱調
理器にあつて、インバータの駆動源として、２ト
ランス型自励発振器を用いたものでは、負荷とし
て銅鍋あるいはアルミニウム銅等非磁性金属より
なる鍋を加熱すると、誘導加熱コイル及び共振コ
ンデンサのインピーダンスが小さくなり、インバ
ータを構成するスイツチング素子に過大電流が流
れて、素子の劣化及び破壊を招くという欠点があ
つた。

本発明は、このような欠点を解消するためにな
されたもので、非磁性金属負荷に対する保護機能
を付加し、銅鍋あるいはアルミニウム鍋等を使用
しようとした場合でも、スイツチング素子を劣化
や破壊から保護することができる誘導加熱装置を
提供することを目的とする。

以下、実施例に基づいて詳述する。

第１図において、１は交流電源、２はチヨーク
コイル、３は整流回路、C₁は平滑コンデンサ、
Q₁，Q₂は２個直列接続されたトランジスタで、
トランジスタQ₁，Q₂は一方向性スイツチング素
子としてはたらく。４は共振コンデンサC₂及び
誘導加熱コイルＬよりなる直列共振回路で、トラ
ンジスタQ₂に並列に接続されている。D₁，D₂は
各々トランジスタQ₁，Q₂に対し逆並列に接続さ
れたダイオードである。上記トランジスタQ₁，
Q₂、直列共振回路４およびダイオードD₁，D₂に
てインバータ回路５が構成される。CTは、誘導
加熱コイルＬに流れる負荷電流i_Lを検知するカレ
ントトランス、６は、トランジスタQ₁，Q₂の駆
動信号ａ，ｂ，ｃ，ｄを出力する制御回路で、イ
ンバータ５を駆動・制御する。ここで信号ａ，ｃ
はトランジスタQ₁，Q₂の各ベースに加えられる
互いに逆位相のパルス信号であり、信号ｂ，ｄは
各トランジスタQ₁，Q₂のエミツタに入力されト
ランジスタQ₁，Q₂のベースに対する電位を調整
しその動作を確実に行なうものである。トランジ
スタQ₁のコレクタ電位をVcc、トランジスタQ₂
のエミツタ電位をアース電位とすると、トランジ
スタQ₁，Q₂のオン・オフにより、直列共振回路
４は電位Vcc、及びアース間に交互に接続され
る。この直列共振回路４は、その共振周波数とト
ランジスタQ₁，Q₂の駆動周波数が等しいとき、
インピーダンスがゼロとなり、誘導加熱コイルＬ
を流れる電流波形は正弦波なり、各半サイクルご
とに電流を受けもつトランジスタが変わる。この
ようなインバータ回路５の発振周波数を約20KHz
となるよう直列共振回路４を調整し、誘導加熱コ
イルＬ上に鉄系金属よりなる調理鍋（図示せず）
を近接させて、これを誘導加熱する。

制御回路６は、２トランス型自励発振器にて構
成され、電源電圧VccがダイオードD₃を介して加
えられる。この電圧Vccは、平滑コンデンサC₁の
容量が力率改善のため小さいことから、殆んど平
滑されない脈流波形を描く。T₁は第１トランス
で、２個の同一特性のトランジスタQ₃，Q₄が互
いに相補接続され、各コレクタ巻線n₁，n₂にてそ
の１次巻線が構成される。各トランジスタQ₃，
Q₄のエミツタは共通に接続され平滑コンデンサ
C₃を介して、上記１次巻線中間点に接続される
と同時に、ダイオードD₃を介して電源電圧Vcc端
子に接続される。T₂は第２トランスで、トラン
ジスタQ₅，Q₄のベース巻線n₃，n₄にて、その２
次巻線が構成される。R₁，R₂はトランジスタQ₃，
Q₄のベース・エミツタ間に介挿された抵抗、Rs
は起動抵抗、D₄，C₄は並列接続されたダイオー
ド及びコンデンサで第２トランスT₂のベース巻
線n₃，n₄と各トランジスタQ₃，Q₄のエミツタの
間に介挿されており、ダイオードD₄は逆流阻止
用として、またコンデンサC₄はスイツチング速
度を高速化させる目的で使用される。n₅は、第１
トランスT₁の正帰還巻線で、その出力は抵抗R₃
を介して第２トランスT₂の１次巻線n₆に接続さ
れる。ここで第２トランスT₂は、その飽和領域
まで使用される所謂飽和トランスと呼ばれるもの
である。n₇，n₈は第１トランスT₁の２次巻線で、
各々トランジスタQ₃，Q₄のコレクタ巻線n₁，n₂
に対応して設けられ、各々の出力は、抵抗R₄お
よびコンデンサC₅、抵抗R₅およびコンデンサC₆
よりなる遅延回路を経て重なり防止処理された
後、信号ａ，ｂ，ｃ，ｄとして出力される。これ
らの制御信号ａ，ｂ，ｃ，ｄは、前述のスイツチ
ングトランジスタQ₁，Q₂の各ベース及びエミツ
タに加えられ、インバータ回路５の発振を制御す
る。７は、第１トランスT₁の正帰還巻線n₅に誘
起された電圧を整流する整流回路、n₉，n₁₀はこ
の整流回路出力が、入力される第２トランスT₂
の制御巻線で、抵抗R₆およびトランジスタQ₅が
中間に設けられる。トランジスタQ₅のコレク
タ・ベース間には抵抗R₇、及び可変抵抗VRが接
続される。

８は、銅、アルミニウム等の非磁性金属にて構
成される過大負荷鍋が誘導加熱コイルＬ上に載置
されたときトランジスタQ₁，Q₂に流れる過大電
流を検知する過大電流検知回路であり、９は、カ
レントトランスCTから検知電流が入力する整流
回路、R₈は検知電流を電圧に変換する抵抗、
ZD、D₅は直列接続されたツエナーダイオード及
びダイオード、Q₆は、トランジスタQ₅のエミツ
タ・コレクタ間に、並列接続されたトランジスタ
で、そのベースは、上記ダイオードD₅に接続さ
れ、インピーダンス素子としてはたらく。C₇は、
トランジスタQ₆のオフ時期を遅延するコンデン
サである。

次に動作を説明する。電圧Vccが制御回路６に
加えられると、平滑コンデンサC₃にて平滑され、
その電圧は、約100Vから約140Vまでの間を脈動
する脈流電圧V_Bとなる。この電圧V_Bにより、ま
ずトランジスタQ₅が導通したとすると、そのコ
レクタ・エミツタ間に電流が流れ始め、コレクタ
巻線n₁に結合する正帰還巻線n₅に誘起電圧が生
じ、この誘起電圧は、第２トランスT₂の１次巻
線n₆を介してトランジスタQ₃のベース巻線n₃に
さらに誘起電圧を生ずる。この電圧により、トラ
ンジスタQ₃は正帰還を生じ、十分なベース電流
によつて導通状態は完全なものとなる。抵抗R₃
を流れる電流は、第２トランスT₂の１次インダ
クタンスのために直線的に増加し、飽和状態とな
る。これにより第２トランスT₂の１次側の電流
は急に増加し、抵抗R₃の両端の電圧降下が増加
し、そのために第２トランスT₂の１次巻線n₆の
両端にかかる電圧が減少し、帰還電圧が減少す
る。そうするとトランジスタQ₃のベースには、
コンデンサC₄の電圧が図示の如き極性で印加さ
れ、トランジスタQ₃がカツトオフされ、トラン
ジスタQ₄が通電開始する。そして前回と逆の方
向に帰還作用が起こり、トランジスタQ₃はオフ
にトランジスタQ₄がオンになる。第２トランス
T₂の１次電流は逆になり、さきにトランジスタ
Q₃がオンしたときと同様にしてトランジスタQ₄
がオンとなる。このようにして自励発振が続行さ
れる。１次トランスT₁の２つのコレクタ巻線n₁，
n₂は、それぞれ２次巻線n₇，n₈に電磁結合してい
るから、トランジスタQ₃，Q₄のオン・オフに応
じて、出力が得られ、トランジスタQ₃がオンの
とき、信号ａ，ｂにオン信号が、信号ｃ、ｄにオ
フ信号が得られ、他方トランジスタQ₄がオンの
とき、信号ａ，ｂにオフ信号が信号ｃ，ｄにオン
信号が得られる。信号ａ，ｂ及び信号ｃ，ｄを波
形にて書き表わすと、第２図に示す如く描ける。

次に周波数可変動作につき説明する。第１トラ
ンスT₁の正帰還巻線n₅に誘起された電圧により、
第２トランスT₂に磁気電流バイアスが追加され
ると、磁気電流が増加して、飽和に達する時期が
早くなる。これよりバイアス電圧値を変化させる
ことによつて発振周波数を変更させることができ
る。バイアス電圧の変更は、可変抵抗VRの抵抗
値を変えることにより行なわれる。すなわち、ト
ランジスタQ₅のコレクタ・エミツタ間電位は、
一定に保持され、かつそのレベルは可変抵抗VR
によつて変えられるから、制御巻線n₉，n₁₀側に
現われる電圧は、このトランジスタQ₅のコレク
タ・エミツタ間電位を差し引いた値となる。それ
故、この電位を加減することにより、制御巻線
n₉，n₁₀に加わる電位が変化し、その結果、第２
トランスT₂の磁気電流バイアスが変更されるこ
ととなる。

第３図は、第２トランスT₂の制御巻線n₉，n₁₀
と１次巻線n₆及び２次巻線n₃，n₄の具体的巻線構
造を示し、制御巻線n₉，n₁₀は、２個のトロイダ
ルコア１０，１１に各々独立に巻装され、互いの
電流方向が逆となるように接続されている。１次
及び２次巻線n₆，n₃，n₄は２個のコア１０，１２
に同一方向に巻装されている。これにより交流電
圧が制御巻線n₉，n₁₀に誘起されることを防止で
きる。

第４図は、上記構成の２トランス型の自励発振
器によるインバータ回路５の動作状態を示す図で
縦軸は発振周期を、横軸は電源電圧V_Bをそれぞ
れ表わす。図示のように、可変抵抗VRの値を大
中小３段階に分けて発振させた場合、各々周期約
30μS（周波数約33KHz）、約40μS（周波数約25K
Hz）、約50μS（周波数約20KHz）となり、周波数約
20KHzから約33KHzまでの範囲でリニヤな周波数
制御が可能となる。

なお上記例では、制御巻線n₅，n₁₀に流れる電
流を、抵抗R₇、可変抵抗VRおよびトランジスタ
Q₅にて制御したがこれにかえて、１個の大容量
の可変抵抗を使用することも可能である。

次に過大電流検知回路８の動作を第５図を用い
て説明する。いま、誘導加熱コイルＬ上に適性負
荷例えば琺瑯鍋にかえて、銅鍋が置かれたとす
る。琺瑯鍋の場合の負荷電流i_Lと、銅鍋の場合の
負荷電流i_Lのそれぞれの波形をＣ，Ｄに示す。
尚、波形Ｄにおいては、実線でトランジスタQ₂
及びダイオードD₂を流れる電流を、また破線で、
トランジスタQ₁及びダイオードD₁を流れる電流
を示す。波形Ｄに一点鎖線で示す電流レベル、即
ちトランジスタQ₁，Q₂の定格電流以下である例
えば約60Aに相当する電圧にツエナーダイオード
ZD及びダイオードD₅の電圧を設定しておけば、
かかる電圧を越えたとき、トランジスタQ₆が導
通する。それ故、制御巻線n₉，n₁₀のバイアス電
流が増加し、第２トランスT₂の飽和時間が短縮
されて磁気飽和が早くなり、その結果発振周波数
が上昇する。このようにして、過大負荷加熱時ス
イツチングトランジスタQ₁，Q₂に流れる惧れの
ある過大電流は阻止される。波形Ｅに、かかる過
大電流検知機能がはたらいた場合における負荷電
流波形を示し、その周波数は、銅鍋或はアルミニ
ウム鍋のとき、定常状態20KHzに対し約35ないし
40KHzとなる。

以上の説明のように本発明誘導加熱装置は、イ
ンバータの制御回路として２トランス型自励発振
器を使用し、かつ非磁性金属よりなる過負荷を検
知する検知回路を設けたものであるから、過負荷
検知機能がはたらいた場合、自動的に上記自励発
振器の発振周波数を上昇させ、インバータを構成
するスイツチングトランジスタに定格電流を越え
た電流が流れることはなく、スイツチング素子の
保護を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明実施例回路図、第２図及び第
５図は動作波形図、第３図は、第２トランスの巻
線構成図、第４図は、発振周期−電源電圧特性図
である。 ４……直列共振回路、５……インバータ回路、
６……制御回路、８……過大電流検知回路、Q₁
〜Q₄……トランジスタ。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 直流電源間に直列接続された２個の一方向性
   スイツチング素子、該スイツチング素子の一方に
   並列接続された共振コンデンサ及び誘導加熱コイ
   ルよりなる直列共振回路、上記各スイツチング素
   子にそれぞれ逆並列に接続されたダイオード、上
   記２個のスイツチング素子を交互に動作させる制
   御回路、上記誘導加熱コイルに流れる過大電流を
   検知する過大電流検知回路を含む誘導加熱装置に
   おいて、上記制御回路は、互いに相補接続されエ
   ミツタ側に電源電圧を供給される一対のトランジ
   スタと、該トランジスタの各コレクタ巻線を１次
   巻線とする第１トランスと、上記各トランジスタ
   の各ベース巻線を２次巻線とする飽和トランスよ
   りなる第２トランスと、上記第１、第２トランス
   間に設けられた正帰還巻線と、該正帰還巻線の誘
   起電圧を検出し、該電圧の大きさに応じて上記第
   ２トランスの磁気電流バイアスを変化させること
   により飽和時間を変化させる制御巻線とを含み、
   上記第１トランスの２次巻線より上記２個のスイ
   ツチング素子の駆動信号が出力される２トランス
   型自励発振器にて構成され、上記制御巻線の制御
   電流を上記過大電流検知回路の出力に応じて増加
   させ上記第２トランスの飽和時間を短縮すること
   を特徴とする誘導加熱装置。