JPH02282809A

JPH02282809A - インバータ装置

Info

Publication number: JPH02282809A
Application number: JP1105181A
Authority: JP
Inventors: Haruo Nagase; 春男永瀬; Minoru Maehara; 稔前原
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1989-04-25
Filing date: 1989-04-25
Publication date: 1990-11-20
Anticipated expiration: 2012-12-10
Also published as: JP2690042B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、交流電源を整流平滑して得られる直流電力を
矩形波電力に変換して負荷を駆動するインバータ装置に
関するものである。

［従来の技術］良胆鮭り第１０図は従来の一般的なインバータ装置の回路図であ
る。交流電源Ｖｓの交流電圧は、ダイオードＤコ〜Ｄ６
よりなるダイオードブリッジ回路にて全波整流され、平
滑用のコンデンサＣＩにて平滑されて、直流電圧となる
。コンデンサＣＩの両端には、トランジスタＱ、、Ｑ２
の直列回路と、コンデンサＣ２、Ｃｙの直列回路が並列
的に接続されている。各トランジスタＱ、、Ｑ２には、
ダイオードＤ　１．　Ｄ　２が逆並列接続されている。

　ｌ−ランジスタＱ、、Ｑ２の接続点とコンデンサＣ２
，Ｃ３の接続点の間には、負荷回路Ｒが接続されている
。トランジスタＱ、、Ｑ２は高速度で交互にオンオフす
るように駆動される。まず、トランジスタＱ１がオン状
態でトランジスタＱ２がオフ状態であるときには、コン
デンサＣ２からトランジスタＱ、を介して負荷回路Ｒに
一方向に電流が流れる１次に、トランジスタＱ、がオフ
状態でトランジスタＱ２がオン状態であるときには、コ
ンデンサＣ１からトランジスタＱ２を介して負荷回路Ｒ
に逆方向に電流が流れる。したがって、負荷回路Ｒには
高周波電力が供給されるものである０以上によりハーフ
ブリッジインバータ回路が構成されている。

第１１図は上記回路の動作波形図である０図中、Ｖｉｎ
は交流電源Ｖｓからの入力電圧、Ｉｉｎは交流電源Ｖｓ
からの入力電流、ＶＣＩは平滑用コンデンサＣ，に得ら
れる直流電圧、■は負荷回路Ｒの両端に得られる高周波
電圧である。同図に示すように、上記回路にあっては、
交流電源ＶＳの電源電圧Ｖｉｎがピーク値付近のときに
しか、入力電流Ｉｉｎが流れず、入力電流波形はパルス
状波形となり、そのピーク値も高い、このため、上記回
路では入力力率が低く、入力電流の歪率が大きく、高調
波成分が多く含まれる。

足米−倒−１第１２図は他の従来例の回路図である。この回路にあっ
ては、入力力率を改善するために、ダイオードＤ、〜Ｄ
６よりなるダイオードブリッジ回路の直流出力端とイン
バータ回路１の間に、チョッパー回路２３挿入したもの
である。このチョッパー回路２は昇圧型のチョッパー回
路であり、ダイオードブリッジ回路の直流出力端にイン
ダクタし２とトランジスタＱ、の直列回路を接続し、ト
ランジスタＱ、の両端に逆流阻止用のダイオードＤ７を
介して平滑用コンデンサＣ３を接続したものである。ト
ランジスタＱ、はドライブ回ｒ各４により高速でスイッ
チングされる。まず、トランジスタＱ。

がオンされると、ダイオードブリッジ回路の直流出力端
をインダクタＬ２で短絡することになる。

これにより、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２は、第
１４図に示すように、ダイオードブリッジ回路の直流出
力電圧の大きさに比例した傾きで増加し、インダクタＬ
２にエネルギーが蓄えられて行く。

次に、ｌ−ランジスタＱ、がオフされると、インダクタ
Ｌ２のエネルギーは放出され、ダイオードＤ７を介して
コンデンサＣ５を充電する。このとき、コンデンサＣ２
には、ダイオードブリッジ回路の直流出力電圧にインダ
クタＬ２の両端に生じる電圧を加えた電圧が充電される
ので、コンデンサＣＩには交流電源Ｖｓのピーク値より
も高い直流電圧Ｖｃ＋を得ることができる。また、従来
例１に比べると、コンデンサＣ３に充電電流が流れてい
る期間が長いので、コンデンサＣ３の電圧ＶＣＩは、よ
り平滑化される。

このように、トランジスタＱ、を高速でオンオフさせる
ことで、インダクタＬ２を介して交流電源ＶＳから常に
入力電流ｆｉｎを流すことができ、インダクタし２の電
流波形は包絡線が正弦波状となる。これをＡＣフィルタ
３で電流が連続的になるようにフィルタリングすれば、
第１４図に示すように、入力電流Ｉｉｎは入力電圧Ｖｉ
ｎと同相の正弦波となり、入力力率はほぼ１となる。ま
た、入力電流の歪率は小さくなり、高調波成分が少なく
なる。ＡＣフィルタ３はインダクタし、とコンデンサＣ
１よりなるローパスフィルタにて構成されている。なお
、コンデンサＣ１に得られる電圧ＶＣはほぼ完全に平滑
された直流電圧となるので、負荷回路Ｒに印加される高
周波電圧の包Ｍ線もフラットになる。

ところが、この従来例２では、チョッパー回路２で一旦
直流電圧■ｃ、を得て、その後、別途設けたインバータ
回路１で交流に変換しているので、チョッパー回路２に
専用のトランジスタＱ、が必要で、そのドライブ回路も
必要となり、使用素子数が多くなり、電力損失が大きく
なったり、構成が複雑になったりするという問題がある
。

【股吐よ第１３図はさらに他の従来例（例えば特開昭６０−１３
４７７６号公報参照）の回路図である。

この回路にあっては、従来例２（第１２図）におけるチ
ョッパー回路２のトランジスタＱ、を、ハーフブリッジ
インバータ回路１における片方のトランジスタＱ２で兼
用したものである。トランジスタＱ、、Ｑ２は交互にオ
ンオフして負荷回路Ｒに高周波電力を供給するが、トラ
ンジスタＱ２はチョッパー回路２のスイッチング要素と
しても働く。すなわち、まず、トランジスタＱ２がオン
されると、ダイオードブリッジ回路の直流出力端がイン
ダクタＬ２にて短絡され、インダクタＬ２にエネルギー
が蓄積される８次に、トランジスタＱ２がオフされると
、ダイオードＤ、を介してコンデンサＣ１ヘインダクタ
Ｌ２のエネルギーが放出される。つまリ、トランジスタ
Ｑ２が第１２図のトランジスタＱ、の働きを兼ねると共
に、ダイオードＤ、が第１２図のダイオードＤ７の働き
を兼ねており、したがって、トランジスタＱ、とダイオ
ードＤ７を省略できる分、使用素子数が減るという利点
がある。

また、トランジスタＱ３のドライブ回路４も不要となる
。

ところが、この回路にあっては、ダイオードＤ。

〜Ｄ、で成るダイオードブリッジ回路とインバータ回路
１は分離されているので、ダイオードの数も多く未だ構
成が複雑である。また、チョッパー回路２とインバータ
回路１とで共用されるトランジスタＱ２及びダイオード
Ｄ、のみに、チョッパー電流とインバータ電流が同時に
流れるため、インバータ回路１における片方のトランジ
スタＱ２のみにストレスが集中するという問題があった
。

【＆匠± 第１８図はさらに別の従来例の回路図である。

この回路にあっては、従来例２において、チョッパー回
！＠２のインダクタＬ２をダイオードＤ、〜Ｄ。

よりなるダイオードブリッジ回路の交流入力端側に配置
し、トランジスタＱ、、Ｑ４をダイオードブリッジ回路
の片側の直列接続ダイオードＤ　ｓ　、　Ｄ　６の各々
の両端に接続しである。

以下、その動作について説明する。交流電源Ｖ３が正の
半サイクルにあるときに、トランジスタＱ４がオンする
と、インダクタＬ２、トランジスタＱ４、ダイオードＤ
、を通る経路で交流電源ＶｓからインダクタＬ２に電流
が流れ、インダクタＬ２の電流は入力交流電圧Ｖｉｎの
瞬時値に比例した傾きで増加して行き、インダクタＬ２
にエネルギーが１ｍされる。そして、トランジスタＱ、
がオフすると、インダクタし２のエネルギーはダイオー
ドＤ５、コンデンサＣ，、ダイオードＤ、を通る経路で
放出され、コンデンサＣ７を充電する。そして、交流電
源Ｖｓの正の半サイクルの間は、上記過程を繰り返すこ
とで、インダクタＬ２に流れる電流ＩＬ２の包絡線を正
の期間について正弦波状とすることができる。

次に、交流電源Ｖｓの負の半サイクルでは、トランジス
タＱ、がオンすると、ダイオードＤ１、トランジスタロ
１．インダクタＬ２を通る経路で交流電源Ｖｓからイン
ダクタＬ２に電流が流れる。インダクタＬ２に流れる電
流は、入力交流電圧Ｖｉｎの瞬時値に比例した傾きで、
正の半サイクルのときとは反対方向に増大して行き、イ
ンダクタＬ２にエネルギーが蓄積される。トランジスタ
Ｑ、がオフすると、インダクタＬ２のエイ・ルギーは交
流電源ＶｓもしくはＡＣフィルター３のコンデンサＣ１
、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１、ダイオードＤ６を
通る経路で放出され、コンデンサＣ１が充電される。そ
して、交流電源Ｖｓの負の半サイクルの間、上記過程を
繰り返すことで、インダクタＬ２に流れる電流１．２の
包路線を負の期間についても正弦波状とすることができ
る。

以上のように、トランジスタＱ、、Ｑ、を高速で交互に
オン・オフさせることで、交流電源Ｖｓの正負の半サイ
クルに同期して交流的に従来例２と同様なチョッパー動
作を行わせることができる。

そして、前段にＡＣフィルタ３を挿入することで、入力
電流を連続的にすることができ、入力電流の歪率を小さ
くすることができる。また、このときの入力電流は、は
ぼ入力電圧と同相の正弦波状にすることができ、入力力
率はほぼ１となる。

この従来例では、入力電流の通過する半導体数が従来例
２の場合よりも少ないため、電力損失は低減される。ま
た、チョッパー回路のトランジスタＱ、、Ｑ、はＭＯＳ
ＦＥＴで実現することができ、この場合、ＭＯＳＦＥＴ
の寄生ダイオードを利用できるため、逆並列ダイオード
Ｄ　５．　Ｄ　ｓは省くことができるから、使用素子数
も減る。ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードは、図中、点線
で示しな。

ところが、この従来例ではチョッパー回路２を構成する
ために、インバータ回路１とは別にスイッチング素子が
必要であり、インバータ回路１も含めた装置全体として
は、使用素子数が多く、構成が複雑になるという問題が
ある。

［発明が解決しようとする課趙コ上述のように、従来、各種のインバータ装置が提案され
ているが、入力力率を改善し、入力電流歪率を低減する
には、チョッパー回路を交流電源とインバータ回路の間
に設ける必要があり、このチョッパー回路を設けること
により、使用素子数が増加したり、電力損失が増加した
りするという問題があった。

また、負荷回路Ｒが第４図に示すように、インダクタ１
−１とコンデンサＣ２、及び放電灯Ｌａよりなる場合に
は、負荷回路Ｒには第１４図に示すような高周波の電圧
■が印加され、放電灯Ｌａは高周波で点灯する。ここで
、放電灯Ｌａが蛍光灯である場合には、高周波で点灯す
ることにより発光効率が向上するなどのメリットがある
が、高圧放電灯を高周波点灯すると、音響的共鳴現象に
起因するアークの不安定が生じ、ちらつきなどの不具合
が生じる。このアークの不安定を防止し、高圧放電灯の
ちらつきなどの不具合を回避する手段として矩形波点灯
方式がある０例えば、第１２図の従来例でトランジスタ
Ｑ、、Ｑ、を第１６図に示すようにオン・オフ駆動する
ことにより、第１７図に示すようなランプ電流Ｉｌａが
得られる。すなわち、−周ｔｔＪＩＴのうち第１の期ｌ
？？ｌＴ１ではトランジスタＱ、を高周波的にオン・オ
フ駆動し、トランジスタＱ２はオフ状態とすることによ
り、インバータ回路１は降圧チョッパー回路として動作
し、放電灯Ｌａには正極性の直流電圧が加わる。このと
き、インダクタＬ、はチョッパーのエネルギー蓄積要素
として作用し、コンデンサＣ７はチョッパーの平滑要素
として作用し、ダイオードＤ２はチョッパーの帰還電流
通電要素として作用する。

また、−周期Ｔのうち第２の期間Ｔ２ではトランジスタ
Ｑ２を高周波的にオン・オフ駆動し、トランジスタＱ、
はオフ状態とすることにより、インバータ回路１は降圧
チョッパー回路として動作し、放電灯Ｌａには負極性の
直流電圧が加わる。このとき、インダクタし、はチョッ
パーのエネルギー蓄積要素として作用し、コンデンサＣ
５はチョッパーの平滑要素として作用し、ダイオードＤ
、はチョッパーの帰還電流通電要素として作用する。

同様の動作は第１８図に示す従来例でも実現可能である
が、これらの従来例では使用素子数が多く、電力損失も
多いという問題があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、上述の従来例の欠点を解消し、
使用素子数が少なく、電力損失も少なく、制御も簡単で
ありながら、高入力力率、低入力電流歪率を達成できる
インバータ装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］本発明に係るインバータ装置にあっては、上記の課題を
解決するために、第１図に示すように、交流電源を直流
電源に変換する第１のスイッチング手段１１と、直流電
源を交流電源の半サイクルに同期して極性が反転する矩
形波電源に変換する第２のスイッチング手段１２と、矩
形波電源を供給される負荷回路１５とからなり、第１の
スイッチング手段１１と第２のスイッチング手段１２と
で少なくとも２個のスイッチング素子を共用したことを
特徴とするものである。

なお、直流電源を高周波電源に変換する第３のスイッチ
ング手段１３を設け、電源切換手段１４のスイッチ要素
Ｓ　１．　Ｓ　２により、負荷回路１５に間欠的に高周
波電圧を印加するようにしても良い。

この場合において、第３のスイッチング手段１３におけ
るスイッチング素子や電源切換手段１４におけるスイッ
チ要素Ｓ、、Ｓ２は、第１及び第２のスイッチング手段
１１．１２におけるスイッチング素子と共用しても良い
。

［作用３本発明にあっては、このように、交流電源を直流電源に
変換する第１のスイッチング手段１１と、直流電源を交
流電源の半サイクルに同期して極性が反転する矩形波電
源に変換する第２のスイッチング手段１２とで少なくと
も２個のスイッチング素子を共用したので、交流電源か
ら見ても負荷回路１５から見ても各スイッチング素子に
同じように電流が負担されるように通電することが可能
となり、２個のスイッチング素子にストレスを分散させ
ることが可能となるものである。

［実施例１］第２図は本発明の第１実施例の回路図である。

以下、その回路構成について説明する。トランジスタＱ
、、Ｑ、はバイポーラ型のトランジスタよりなる。トラ
ンジスタＱ１のエミッタは、トランジスタＱ２のコレク
タに接続されている。トランジスタＱ、、Ｑ、のコレク
タ及びエミッタには、ダイオードＤ　Ｉ、　Ｄ　２のカ
ソード及びアノードが夫々接続されている。トランジス
タＱ１のコレクタにはダイオードＤ、のカソードが接続
され、ダイオードＤ、のアノードはダイオードＤ、のカ
ソードに接続され、ダイオードＤ、のアノードはトラン
ジスタＱ２のエミッタに接続されている。トランジスタ
Ｑ１のコレクタには、コンデンサＣ２の一端が接続され
、コンデンサＣ２の他端はコンデンサＣ１の一端に接続
され、コンデンサＣ１の他端はトランジスタＱ２のエミ
ッタに接続されている。トランジスタＱ、、Ｑ、の接続
点とコンデンサＣ２，Ｃ３の接続点の間には、負荷回路
Ｒが接続されている。負荷回路Ｒとしては、例えば、第
１５図従来例に示す放電灯点灯回路などが接続される。

トランジスタＱ、、Ｑ、の接続点は交流電源Ｖｓの一端
に接続されている。交流電源Ｖｓの他端は、インダクタ
し、。

Ｌ２を介して、ダイオードＤ　ＩＤ　４の接続点に接続
されている。インダクタＬ　＋　、　Ｌ　２の接続点と
交流電源Ｖｓの一端との間には、コンデンサｃ４が接続
されている。インダクタＬ１とコンデンサＣ（はＡＣフ
ィルタを構成している。

第３図は本実施例の動作波形図である。同図に示すよう
に、交流電源Ｖｓが正の半サイクルのときには、トラン
ジスタＱ１が高周波的にオン・オフ駆動され、トランジ
スタＱ２はオフ状態とされる。また、交流電源Ｖｓが負
の半サイクルのときには、トランジスタＱ２が高周波的
にオン・オフ駆動され、トランジスタＱ、はオフ状態と
される。

以下、本実施例の動作について詳述する。

まず、交流電源Ｖｓが正の半サイクルのときに、トラン
ジスタＱ、がオンすると、インダクタＬ２、ダイオード
Ｄ３、トランジスタＱ、を通る経路で交流電源Ｖｓから
インダクタＬ２に電流が流れ、その電流値は入力交流電
圧Ｖｉｎの瞬時値に比例した傾きで増加していく、この
とき、コンデンサＣ２がらトランジスタＱ、を介して負
Ｒ回路Ｒに電流が流れる６次に、トランジスタＱ、がオ
フすると、インダクタＬ２、ダイオードＤ１、コンデン
サＣ２、負荷回路Ｒ１交流電源Ｖｓを通る経路、並びに
、インダクタＬ２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ２゜
Ｃ１、ダイオードＤ２、交流電源Ｖｓを通る経路で、イ
ンダクタＬ２のエネルギーが放出され、コンデンサＣ２
及びＣ５が充電される。

このように、交流電源Ｖｓが正の半サイクルでは、トラ
ンジスタＱ１がチョッパー用のスイッチング素子と負荷
電流供給用のスイッチング素子を兼ねるものであり、ト
ランジスタＱ２は休止している。

次に、交流電源Ｖｓが負の半サイクルのときに、トラン
ジスタＱ２がオンすると、交流電源Ｖｓ、トランジスタ
Ｑ２、ダイオードＤ１、インダクタし２を通る経路で、
インダクタＬ２に電流が流れ、その電流値は入力交流電
圧Ｖｉｎの瞬時値に比例した傾きで増加して行く、この
とき、コンデンサＣ１から負荷回路Ｒ、トランジスタＱ
２を通る経路で負荷電′７！８Ｈに電流が流れる６次に
、トランジスタＱ２がオフすると、交流電源Ｖｓ、負荷
回路Ｒ、コンデンサＣ３、ダイオードＤ４、インダクタ
Ｌ２を通る経路、並びに、交流電源Ｖｓ、ダイオードＤ
コンデンサＣ、、Ｃ、、ダイオードＤ４、インダクタＬ
２を通る経路で、インダクタＬ２のエネルギーが放出さ
れ、コンデンサＣ２及びＣ１を充電する。

このように、交流電源Ｖｓが負の半サイクルでは、トラ
ンジスタＱ２がチョッパー用のスイッチング素子と負荷
電流供給用のスイッチング素子の働きを兼ねるものであ
り、トランジスタＱ、は休止している。

したがって、本実施例にあっては、負荷電流供給用のス
イッチング素子がチョッパー用のスイッチング素子を兼
ね、且つ少ない素子数で構成されており、電力損失が少
なく、回路構成も簡単になるという利点がある。また、
本実施例にあっては、交流電源Ｖｓの半サイクル毎に各
トランジスタＱＱ２が交互にチョッパー用及び負荷電流
供給用のスイッチング素子として働くので、従来例３に
比べて、スイッチング素子１涸当たりのストレスが軽減
されるという利点があり、またスイッチング素子（トラ
ンジスタＱ、、Ｑ２）の電力損失のバランスが取れてい
るので、例えば放熱構造は同じで良い、さらに、スイッ
チング素子（トランジスタＱＱ、）はチョッパー用及び
負荷電流供給用のスイッチング素子として動作している
から、従来例２゜４のように、別個にチョッパー駆動回
路を設ける必要がなく、また駆動回路の構成も簡単化さ
れる。

なお、交流電源ＶｓとインダクタＬ２の間に、インダク
タＬＩとコンデンサＣ１よりなるＡＣフィルタを挿入し
て入力電流■ｉｎを連続的にすることにより、入力電流
歪率を低減することができ、また、入力電流Ｉｉｎを入
力電圧Ｖｉｎと同相の正弦波にできるのて゛、入力力率
はほぼ１となることは言うまでもない。

なお、本実施例において、トランジスタＱ、、Ｑ２とし
てＭＯＳＦＥＴを使用すれば、ダイオードＤＤ２はＭＯ
ＳＦＥＴの寄生ダイオードで代用できるので、使用素子
数が減り、回路構成を更に簡単化できるものである。

［実施例２］第４図は本発明の第２実施例の回路図である。

本実施例は、負荷回路Ｒとして第１５図に示す構成の放
電灯点灯回路を用いたこと以外は、第２図の実施例と同
様である０本実施例にあっては、負荷回路Ｒにインダク
タし、が含まれているので、トランジスタＱ、、Ｑ、が
オフしたときにも負荷回路Ｒには電流が流れる。すなわ
ち、トランジスタＱ、がオフしたときには、インダクタ
Ｌｘから、コンデンサＣ６と放電灯１ａの並列回路、コ
ンデンサＣ５、ダイオードＤ２を介してインダクタし、
に戻る経路で電流が流れ、トランジスタＱ２がオフした
ときには、インダクタし、から、ダイオードＤコンデン
サＣ２、コンデンサＣ１と放電灯１ａの並列回路を介し
てインダクタし、に戻る経路で電流が流れる。その他の
動作については、第２図の実施例と同様である。

トランジスタＱ、、Ｑ２のスイッチング周波数は、例え
ば数十ＫＨｚ程度であり、負荷回路Ｒに供給される高周
波成分は、大部分が放電灯ｌａに並列接続された平滑用
のコンデンサＣ５にバイパスされる。したがって、放電
灯Ｎａには直流成分のみが流れるものであり、ランプ電
流Ｉｌａは第５図に示すように、高周波成分の少ない矩
形波電流となる。

また、その極性は商用交流電圧Ｖｓに同期して反転する
ので、放電灯Ｎａとして高圧放電灯を使用しても、音響
的共鳴現象に起因するアークの不安定を生じることはな
く、光出力のちらつきや立ち消えを防止することができ
るものである。

［実施例３］第６図は本発明の第３実施例の動作波形図である０本実
施例にあっては、入力電圧Ｖｉｎの極性反転時ｔ＋、ｔ
ｚ、ｈの前後に、それぞれトランジスタＱ１゜Ｑ２が交
互にオン・オフする期間Ｔ、を設けた点が実施例１．２
と相違しており、その他の構成は実施例１又は２と同様
である。

以下、この期間Ｔ、における動作について説明する。

まず、交流な源Ｖｓが正の半サイクルで期間Ｔ。

のときに、トランジスタＱ、がオンすると、インダクタ
Ｌ２、ダイオードＤ３、トランジスタＱ、を通る経路で
交流電源Ｖｓからインダクタ１−２に電流が流れ、その
電流値は入力交流電圧Ｖｉｎの瞬時値に比例した傾きで
増加していく、このとき、トランジスタＱ、は負荷電流
供給用のスイッチング素子としても機能し、コンデンサ
Ｃ２からトランジスタＱ１を介して負荷回路Ｒに電流を
流す０次に、トランジスタＱ、がオフすると、インダク
タＬ２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ２、負荷回路Ｒ
５交流電源Ｖｓを通る経路、並びに、インダクタＬ２、
ダイオードＤ５、コンデンサＣｚ　、　Ｃｙ、ダイオー
ドＤ２、交流電源Ｖｓを通る経路で、インダクタＬ２の
エネルギーが放出され、コンデンサＣ２及びＣ３を充電
する。また、このとき、トランジスタＱ２がオンすると
、コンデンサＣ２から負荷回路Ｒ、トランジスタＱ２を
通る経路で、逆方向に負荷回路Ｒに電流を流す。

このように、交流電源Ｖｓが正の半サイクルで期間Ｔコ
のときは、トランジスタＱ１がチョソバー用のスイッチ
ング素子と負荷電流供給用のスイッチング素子を兼ね、
トランジスタＱ２は逆極性の負荷電流供給用のスイッチ
ング素子として機能する。

次に、交流電源Ｖｓが負の半サイクルて期間Ｔ３のとき
に、トランジスタＱ２がオンすると、交流電ｆＪ　Ｖ　
ｓ、トランジスタＱ２、ダイオードＤ４、インダクタＬ
２を通る経路で、インダクタＬ２に電流が流れ、その電
流値は入力交流電圧Ｖｉｎの瞬時値に比例した傾きで増
加して行く、このとき、トランジスタＱ２は負荷電流供
給用のスイッチング素子としても機能し、コンデンサＣ
１から負荷回路Ｒ、トランジスタＱ２を通る経路で負荷
回路Ｒに電流を流す６次に、トランジスタＱ２がオフす
ると、交流電源Ｖｓ、負荷回路Ｒ、コンデンサＣｚ、ダ
イオードＤ、、インダクタＬ２を通る経路、並びに、交
流電源Ｖｓ、ダイオードＤ８、コンデンサ０２Ｃ１、ダ
イオードＤ４、インダクタＬ２を通る経路で、インダク
タＬ２のエネルギーが放出され、コンデンサＣ２及びＣ
１を充電する。また、このとき、トランジスタＱ、がオ
ンすると、コンデンサＣ２からトランジスタＱ１を介し
て、逆方向に負荷回路Ｒに電流を流す。

このように、交流電源Ｖｓが負の半サイクルで期間Ｔ、
のときは、トランジスタＱ２がチョッパー用のスイッチ
ング素子と負荷電流供給用のスイッチング素子の働きを
兼ねて、トランジスタＱ、は逆極性の負荷電流供給用の
スイッチング素子としてだけ機能する。

また、本実施例において、期間Ｔ、以外の動作について
は、実施例１．２で説明した通りである。

したがって、負荷回路Ｒが放電灯ｉａである場合には、
ランプ電流■ｌａは第７図に示すような波形となり、期
間Ｔ、では高周波電流が供給され、その他の期間では交
互に極性が反転する直流電圧が供給される。したがって
、矩形波点灯されている放電灯１ａに周期的に高周波電
圧を与えることができ、放電灯１ａの点灯維持を安定に
行うことが可能となる。

なお、本実施例は負荷回路Ｒが放電灯点灯回路である場
合に限定されるものではなく、−最に、負荷回路Ｒに周
期的に高周波を印加する用途に有効である。

［実施例４］第８図は本発明の第４実施例の回路図である。

本実施例にあっては、第２図に示すハーフブリッジ回路
において、コンデンサＣ２、Ｃ）をトランジスタＱ、、
Ｑ、で置き換えて、フルブリッジ回路としたものである
。各トランジスタＱ、、Ｑ、には。

それぞれダイオードＤ、、Ｄ、が逆並列接続されている
。トランジスタＱ、、Ｑ、の直列回路には、平滑用のコ
ンデンサＣ１が並列接続されている。なお、負荷回路Ｒ
としてはインダクタと抵抗を含む誘導性負荷を用いてい
る。その池の回路構成は第９図に示す実施例１と同様で
ある。

第９図は本実施例の動作波形図である。同図に示すよう
に、トランジスタＱ１がオン・オフ動作を行う期間Ｔ１
では、トランジスタＱ２．Ｑ、がオフとなり、トランジ
スタＱ、はオンとなる。また、トランジスタＱ２がオン
・オフ動作を行う期間Ｔ２では、トランジスタＱ、、Ｑ
、はオフとなり、トランジスタＱ７はオンとなる。

以下、本実施例の動作について説明する。

まず、期間Ｔ、において、トランジスタＱ罰でオンする
と、インダクタし７、ダイオードＤ１、トランジスタＱ
１を介して交流電源Ｖｓから電流が流れ、インダクタＬ
２にエネルギーが蓄積される。このとき、コンデンサＣ
６からトランジスタＱ１、負荷回路Ｒ、トランジスタＱ
８を介して負荷回路Ｒに電流が供給される。これにより
負荷回路Ｒのインダクタにはエネルギーが蓄積される。

次に、トランジスタＱ１がオフされると、インダクタＬ
２の蓄積エネルギーにより、インダクタＬ２からダイオ
ードＤ１、コンデンサＣＩ、ダイオードＤ２、交流電源
Ｖｓを介してインダクタＬ２に戻る経路で電流が流れる
。このとき、負荷回路ＲのインダクタのＮ積エネルギー
により、負荷回路ＲからトランジスタＱ８、ダイオード
Ｄ２を介して負荷回路Ｒに戻る経路で電流が流れる。こ
れにより、期間Ｔ１では負荷回路Ｒに正極性の直流電圧
が印加されることになる。

次に、期間Ｔ２において、トランジスタＱ２がオンする
と、トランジスタＱ２、ダイオードＤ１、インダクタＬ
２を介して交流電源Ｖｓから電流が流れ、インダクタＬ
２にエネルギーが蓄積される。このとき、コンデンサＣ
ＩからトランジスタＱ７、負荷回路Ｒ，トランジスタＱ
２を介して負荷回路Ｒに電流が供給される。これにより
負荷回路Ｒのインダクタにはエネルギーが蓄積される０
次に、トランジスタＱ２がオフされると、インダクタし
２の蓄積エネルギーにより、インダクタＬ２から交流電
源Ｖｓ、ダイオードＤ２、コンデンサＣ１、ダイオード
Ｄ、を介してインダクタＬ２に戻る経路で電流が流れる
。このとき、負荷回路Ｒのインダクタの蓄積エネルギー
により、負荷回路ＲからダイオードＤＩ　トランジスタ
Ｑ、を介して負荷回路Ｒに戻る経路で電流が流れる。こ
れにより、期間Ｔ２では負荷回路Ｒに負極性の直流電圧
が印加されることになる。

本実施例においては、負荷回路ＲにコンデンサＣ９の充
電電圧が印加されるので５実施例１〜３に比べると、約
２倍の直流電圧を負荷回路Ｒに印加することができ、負
荷図＃ＩＲに高い電圧を必要とする場合に特に有効であ
る。

なお、第９図の動作波形図では、トランジスタＱ、、Ｑ
、は高周波的にスイッチングされず、交流電源Ｖｓの入
力電圧Ｖｉｎに同期して交互にオン・オフされているが
、トランジスタＱ、、Ｑ、がそれぞれトランジスタＱ、
、Ｑ、と同じオン・オフ動作を行うようにしても楕わな
い、この場合、トランジスタＱ、、Ｑｌｌがオフしたと
き、負荷回路Ｒのインダクタの蓄積エネルギーによる電
流は、ダイオードＤ２．Ｄ、を介してコンデンサＣ１に
流れることになり、トランジスタＱ２．Ｑ、がオフした
ときに、負荷回路Ｒのインダクタの蓄積エネルギーによ
る電流は、ダイオードＤ　＋　、　Ｄ　ａを介してコン
デンサＣ５に流れることになる。

また、トランジスタＱ、、Ｑ２は期間Ｔ、、Ｔ２におい
て共に交互にオン・オフし、トランジスタＱ７゜Ｑ、の
みが第９図に示すように、交流電源Ｖｓの入力電圧Ｖｉ
ｎに同期して交互にオン・オフするように構成しても良
い、この場合、トランジスタＱＱ２は常に第６図の期間
Ｔ、に示すように駆動されれば良いので、そのドライブ
回路の構成を簡単化することができる。

［発明の効果］本発明のインバータ装置は、交流電源を直流電源に変換
する第１のスイッチング手段と、直流電源を交流電源の
半サイクルに同期して極性が反転する矩形波電源に変換
する第２のスイッチング手段と、矩形波電源を供給され
る負荷回路とからなり、第１のスイッチング手段と第２
のスイッチング手段とで少なくとも２個のスイッチング
素子を共用したので、交流電源から見ても負荷回路から
見ても各スイッチング素子に同じように電流が負担され
るように通電することができ、２個のスイッチング素子
にストレスを分散させることが可能となり、使用素子数
が少なく、電力損失も少なく、制御も簡単でありながら
、高入力力率、低入力電流歪率を達成できるという効果
がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成図、第２図は本発明の第１実
施例の回路図、第３図は同上の動作波形図、第４図は本
発明の第２実施例の回路図、第５図は同上の動作波形図
、第６図及び第７図は本発明の第３実施例の動作波形図
、第８図は本発明の第４実施例の回路図、第９図は同上
の動作波形図、第１０図は第１の従来例の回路図、第１
１図は同上の動作波形図、第１２図は第２の従来例の回
路図、第１３図は第３の従来例の回路図、第１４図は第
２の従来例の動作波形図、第１５図は同上に用いる負荷
回路の回路図２第１６図及び第１７図は同上の動作波形
図、第１８図は第４の従来例の回路図である。１１は第１のスイッチング手段、１２は第２のスイッチ
ング手段、１５は負荷回路である。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）交流電源を直流電源に変換する第１のスイッチン
グ手段と、直流電源を交流電源の半サイクルに同期して
極性が反転する矩形波電源に変換する第２のスイッチン
グ手段と、矩形波電源を供給される負荷回路とからなり
、第１のスイッチング手段と第２のスイッチング手段と
で少なくとも２個のスイッチング素子を共用したことを
特徴とするインバータ装置。