JPH02284395A - 多灯用照明器具 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、複数台の高周波点灯装置を同一器具内に組み
込んだ多灯用照明器具に関するものである。

［従来の技術］ 第３図は従来の照明負荷制御装置の概略構成を示してい
る。この装置は、複数の照明器具２０の電源入力側にト
ライアック等の位相制御素子を含んだ調光器４０を介挿
し、調光器４０の操作部（例えば可変抵抗器ＶＲ）の操
作により、照明器具２０を調光する位相制御式の調光装
置である。１．は調光レベルとは無関係に電源電圧をそ
のまま照明器具２０のフィラメント予熱回路部に送るた
めの予熱用配線である。

この種の位相制御式の照明負荷制御装置は比較的安価に
構成できる反面、調光用の位相制御素子が必要であり、
位相制御により電源電圧の半サイクル内を電流通電区間
と電流体止区間とに大きく２分するので、入力電流波形
に歪みが生じるという問題があり、また、照明器具２０
への入力電圧を低減することになるので、照明器具２０
で安定した電圧を確保しに＜＜、点灯装置の各種制御が
難しくなる０例えば、第３図に示す装置では、安定した
予熱電圧を得るために、予熱用配線１１を設けて、調光
器４０の出力側を３線としている。また、位相制御によ
り電源電圧波形の立ち上がりが急峻になるため、騒音（
及び雑音）レベルが大きくなる。

そこで、最近、第４図に示すように、トランジスタイン
バータ等よりなる高周波変換回路１を安定器として用い
、各照明器具２０には交流電源ＡＣの電圧を電力線ｅ、
、ｅ、を介してそのまま供給し、別途調光信号線１２．
ｌ、を配線して、調光回路４から高周波変換回路１の制
御回路３に調光信号を供給し、照明器具２０を調光回路
４の操作部（例えば可変抵抗器ＶＲ）の操作に応じて任
意に調光するという、４線式の調光システムが提案され
ている。このシステムは、安定器となる高周波変換回路
１が元々トランジスタ等の制御可能なスイッチング素子
を有している点に着目し、このスイッチング素子を調光
制御用に用いようとしたもので、先に挙げた位相制御式
の調光システムの不都合を一挙に解決している。

しかしながら、このシステムでは、各点灯装置間（各安
定器間）で出力にばらつきが生じやすいという従来予想
されなかった問題が新たに判明した。

以下、この点について詳述する。

第５図は第４図に示す装置に用いられる調光回路４の回
路図であり、第６図はその動作波形図である。この調光
回路４では、交流電源ＡＣより降圧用のトランスＴｆ、
全波整流用のダイオードブリッジＤＢ、限流用の抵抗Ｒ
を介して、平滑用の電解コンデンサＣを充電し、電圧規
制用のツェナダイオードＺＤにより充電電圧を規制して
、直流電源Ｅ、を得ている。この直流電源Ｅ、は可変抵
抗ＶＲにより分圧されて、基準電圧Ｖｒとしてコンパレ
ータＩＣ６の非反転入力端子に印加される。

直流電源Ｅ、により給電される三角波発振器９は、コン
デンサと、このコンデンサを直流電源Ｅコがらの電流に
より充電する抵抗、及び、コンデンサの充電電圧が所定
電圧に達すると、コンデンサを放電させるスイッチング
回路よりなり、コンデンサに得られる電圧Ｖｃをコンパ
レータＩＣ，の反転入力端子に印加する。この三角波発
振器９により得られる電圧Ｖｃは厳密な三角波ではなく
、第６図（ａ）に示すように、時間軸に対して非線形的
に上昇する電圧とされている。コンパレータ■ＣＩ。

の出力端子は、抵抗Ｒ１３を介してトランジスタＱ１゜
のベースに接続されている。トランジスタＱ　＋　＋の
エミッタは直流電源Ｅ、の負極に接続され、コレクタは
抵抗Ｒ１４を介して直流電源Ｅ、の正極に接続されると
共に、抵抗Ｒ１５を介してトランジスタＱ　Ｉ　２のベ
ースに接続されている。トランジスタＱ　＋　２のコレ
クタは直流電源Ｅ、の正極に接続され、エミッタは抵抗
Ｒ１６を介して直流電源Ｅ、の負極に接続されている。

そして、抵抗ＲＳＳの両端から調光信号Ｓｎが得られる
。つまり、トランジスタＱ　＋　＋と抵抗Ｒ，，，Ｒ，
４によりエミッタ接地型の反転増幅回路を構成しており
、トランジスタＱ　＋　２と抵抗Ｒ＋　ｓ　＋　Ｒｌ　
８によりコレクタ接地（エミッタホロア）型のインピー
ダンス変換回路を構成しているものである。

以下、第６図を参照しながら調光回路４の動作について
説明する。第６図（ａ）は可変抵抗器ＶＲから得られる
基準電圧Ｖｒと、三角波発振器９から得られる電圧Ｖｃ
との関係を示している。基準電圧Ｖｒは任意の電圧に設
定することができる。

三角波発振器９から得られる電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒ以
下であるときには、コンパレータＩＣ，の出力端子は“
Ｈｉｇｈ”レベルとなるので、トランジスタＱ、はオン
となり、そのコレクタ電位が降下して、調光信号Ｓｎは
“’Ｌｏｗ”レベルとなる。一方、三角波発振器９から
得られる電圧Ｖｃが基準電圧Ｖｒよりも高くなると、コ
ンパレータＩＣ，の出力端子は°“Ｌｏｗ”レベルとな
るので、トランジスタＱはオフとなり、そのコレクタ電
位が上昇して、調光信号Ｓｎは“Ｈｉｇｌ＋”レベルと
なる。これにより、第４図（ｂ）に示すような調光信号
Ｓｎが得られる。

ここで、調光信号Ｓｎの電圧高さは例えば約１０■とさ
れ、周波数は例えば約ＩＫＨｚとされる。

基準電圧Ｖｒは可変抵抗ＶＲを操作することにより任意
の電圧に設定することができるので、調光信号Ｓｎのオ
ン・デユーティは、第７図（ａ）に示す最小値から同図
（ｂ）に示す最大値までの任意の大きさに設定すること
ができるものである６図中、Ｓ、はオン・デユーティ（
ｔ、／Ｔ）ｘ　１００　＝　１０％の信号、Ｓ、。はオ
ン・デユーティ（ｔ２／Ｔ）ＸＩ００＝９０％の信号で
ある。つまり、Ｓ、、Ｓ、。とは、調光回路４の可変抵
抗器ＶＲを調整した場合に、調光信号Ｓｎのオン・デユ
ーティがそれぞれ１０％、９０％となるような調光信号
である。第８図は、調光回路４から出力される調光信号
Ｓ。

〜Ｓ　１０と、そのオン・デユーティとの関係を示して
いる。つまり、調光信号をＳ、〜Ｓ、。の範囲で調整す
ると、調光信号のオン・デユーティは１０％〜９０％の
範囲で直線的に変化する。

第９図は、上述のようなオン・デユーティが可変とされ
た調光信号を受けて、調光制御を行うための制御回路３
を備える照明器具２０の構成を例示している。以下、そ
の回路構成について説明する。直流電源Ｅ、の両端には
、主スイツチング素子たるトランジスタＱ２．Ｑ、の直
列回路が並列接続され、各トランジスタＱ、、Ｑ、には
それぞれダイオードＤ　＋　、　Ｄ　２が逆並列接続さ
れている。トランジスタＱ２の両端には、直流成分をカ
ットするための結合コンデンサＣｄと、負荷電流を帰還
するための電流トランスＣＴとを介して、負荷回路が接
続されている。負荷回路は、放電灯よりなる照明負荷２
、限流及び共振用のインダクタＬ１、共振用のコンデン
サＣ２、共振及び予熱電流通電用のコンデンサＣコを含
むＬｑ共振回路にて構成されており、負荷電流は振動電
流となる。この振動電流は電流トランスＣＴの１次巻線
を介して流れる。したがって、電流トランスＣＴの２次
巻線には、負荷回路に流れる振動電流に応じて極性の変
化する電圧が誘起され、この誘起電圧を抵抗Ｒ７を介し
てトランジスタＱ２のベース・エミッタ間に印加して、
トランジスタＱ２をスイッチングさせる。トランジスタ
Ｑ、のベースには、制御回路３の出力信号が供給されて
いる。制御回路３においては、トランジスタＱ、の両端
電圧を抵抗Ｒ３゜Ｒ１により検出して、トランジスタＱ
、の両端電圧が立ち下がってから所定時間トランジスタ
Ｑ、をオンさせるものである。

この高周波変換回路１は、直流電源Ｅ１が投入されたと
きに、自動発振動作を開始するための起動回路を備えて
いる。この起動回路は電源投入によりコンデンサＣ１が
抵抗Ｒ５を介して充電され、その充電電圧が２端子サイ
リスタＱ、のブレークオーバー電圧に達すると２端子サ
イリスタＱ１がオンし、トランジスタＱ、のベースに２
端子サイリスタＱ１を介してベース電流を流してトラン
ジスタＱ、を最初にオン動作させ、発振動作を開始させ
るものである。

以下、第９図回路の動作について説明する。電源を投入
すると、起動回路によりトランジスタＱ。

がオンとなり、その両端電圧が“Ｌｏｗ”レベルになる
。これにより、制御回路３がトリガーされて、その出力
が“Ｈｉｇｈ”レベルとなり、トランジスタＱ、のオン
状態が維持される。トランジスタＱ、がオンすると、ダ
イオードＤ０が導通して、コンデンサＣ１は充電されな
くなるので、・起動回路は停止する。このとき、電流ト
ランスＣＴの２次巻線は、トランジスタＱ２のベース・
エミッタ間に逆バイアスの電圧を印加するような極性に
巻かれているので、トランジスタＱ２はオフ状態を維持
する０次に、調光回路４で設定された所定時間の経過後
に、制御回路３の出力は“Ｌｏｗ”レベルとなり、トラ
ンジスタＱコはオフ状態になる。トランジスタＱ、がオ
フすると、トランジスタＱ、のコレクタ電流が減少する
ことによりインダクタＬ、の残留インダクタンスは逆の
誘起電圧を発生し、インダクタＬ、に流れる振動電流は
同一方向に流れようとするので、ダイオードＤ、が導通
ずる。また、電流トランスＣＴの２次巻線が逆の誘起電
圧を発生することにより、トランジスタＱ２が順バイア
スされて、トランジスタＱ２はオン状態となる。

ダイオードＤ１の電流がゼロになると、コンデンサＣｄ
の蓄積電荷を電源としてトランジスタＱ２に電流が流れ
る。このとき、インダクタＬｌのコアは飽和磁束に向か
って直線的に磁化される。やがて、コアが飽和磁束に達
すると、インダクタンスは急激にゼロの方向に向がい、
その結果、トランジスタＱ２のコレクタ電流の時間変化
分は無限大となる。トランジスタＱ２のコレクタ電流が
ベース電流のｈｆｅ倍に達すると、トランジスタＱ２は
不飽和状態となり、電流トランスＣＴから帰還されるベ
ース電流が減少してトランジスタＱ２はオフする。トラ
ンジスタＱ２がオフした後も、インダクタし、に流れる
振動電流は同一方向に流れようとするので、ダイオード
Ｄ２が導通し、負荷回路、コンデンサＣｄ、直流電源Ｅ
１の経路で電流が流れる。ダイオードＤ２が導通すると
、トランジスタＱ、の両端電圧はゼロになるので、制御
回路３がトリガーされて、制御回路３の出力が’Ｈｉｇ
ｈ”レベルになり、トランジスタＱ、は順バイアスされ
る。ダイオードＤ２に流れる振動電流がゼロになった後
は、直流電源Ｅ１より、コンデンサＣｄ、負荷回路、ト
ランジスタＱ３の経路で電流が流れる。

以下、上述の動作を繰り返すことにより、インバータの
発振動作が継続される。

次に、制御回路３は汎用の集Ｍ回路（例えば日本電気製
μＰＤ４５３８）よりなる単安定マルチパイブレークＩ
Ｃ，を備えている。この単安定マルチバイブレータＩＣ
，は、立ち下がりトリガー入力端子Ｂが“’Ｈｉｇｈ”
レベルからＩＩ　Ｌ　ｏ、Ｉ＋レベルに変化した後、一
定時間は出力端子ＱがＨｉｇｈ”レベル、出力端子ｑが
’Ｌｏｗ”レベルとなる０本実施例にあっては、トラン
ジスタＱ、の両端電圧を抵抗Ｒ３、Ｒ４の直列回路で分
圧することにより検出し、単安定マルチバイブレータＩ
Ｃ，のトリガー信号としている。単安定マルチバイブレ
ータ■Ｃの出力端子Ｑが“Ｈｉｇｈ”レベルになる時間
（出力端子ｑが“Ｌｏｗ”レベルになる時間）は、抵抗
Ｒ１とコンデンサＣ１の時定数で決定される。出力端子
Ｑは駆動用のトランジスタＱ４のベースに接続され、出
力端子ｑは駆動用のトランジスタＱ５のベースに接続さ
れている。トランジスタＱ、のコレクタは直流電源Ｅ２
の正極に、トランジスタＱ５のエミッタは直流電源Ｅ２
の負極に、それぞれ接続され、トランジスタＱ４のエミ
ッタとトランジスタＱ５のコレクタは、トランジスタＱ
、のベースに接続されている。したがって、単安定マル
チバイブレータＩＣ，は、トランジスタＱ、のオン期間
を決めるためのタイマー回路として動作する。単安定マ
ルチバイブレータＩＣ，の時定数設定用の抵抗Ｒ５とコ
ンデンサＣ４の接続点には、ダイオードＤ３及び抵抗Ｒ
５を介してオペアンプＩ　Ｃ２の出力が接続されている
。オペアンプＩ　Ｃ２は反転入力端子を出力端子に接続
されたインピーダンス変換器であり、非反転入力端子に
印加されたコンデンサＣ１の電圧を低インピーダンス化
して出力する。コンデンサＣ６には電荷放電用の抵抗Ｒ
１が並列接続されており、オペアンプＩＣ３の出力電圧
により充電される。オペアンプＩＣ，は反転入力端子を
出力端子に接続されたインピーダンス変換器であり、非
反転入力端子に印加されたコンデンサＣ６の電圧を低イ
ンピーダンス化して出力する。コンデンサＣ６は、トラ
ンジスタＱ、、Ｑ＠を含むカレントミラー回路８からの
定電流により充電され、両端に並列接続されたトランジ
スタＱ６がオンしたときに、電荷を放電される。カレン
トミラー回路８がらコンデンサＣ６に供給される定電流
は、直流電源Ｅ２からトランジスタＱ、を介して抵抗Ｒ
３に流れる電流と同じとなる。トランジスタＱ６のベー
スには、直流電源Ｅ２の電圧を抵抗Ｒ，，，Ｒ，により
分圧して得られた電圧によりＩｎｌ［バイアスが与えら
れる。

抵抗Ｒ３の両端にはトランジスタＱ７が並列接続されて
おり、トランジスタＱｔが調光回路４の出力によりオン
されたときには、トランジスタＱ６の順バイアスは消失
し、トランジスタＱ６はオフする。このとき、コンデン
サＣ６はカレントミラー回路８からの定電流により充電
され、その充電電圧Ｖ、は直線的に上昇する。コンデン
サＣ６の充電電圧Ｖ、の波形は、周波数が一定で、電圧
上昇期間が調光信号におけるオン時間幅に等しい三角波
となる。したがって、調光信号におけるオン時間幅が長
くなるにつれて、コンデンサＣ６の充電電圧Ｖ１のピー
ク値は高くなる。オペアンプＩＣ２゜ＩＣ，とコンデン
サＣ５及び抵抗Ｒ７は、コンデンサＣ６の充電電圧Ｖ、
のビーク保持回路を構成しており、その出力電圧■２は
、コンデンサＣ６の充電電圧■、のピークの直流電圧と
なる。このため、出力電圧Ｖ２は、第１０図に示すよう
に、調光回路４の調光信号におけるオン・デユーティに
比例して、直線的に変化する電圧となる０図中、調光信
号のオン・デユーティが１０％のときにはＶ２−Ｖｚａ
、９０％のときにはｖ、＝ｖ、ｂとなっている。また、
抵抗Ｒ１は制御抵抗であり、上記出力電圧■２により抵
抗Ｒ１と並列的に電流経路を形成し、出力電圧■２の上
昇に応じてコンデンサＣ４の充電電流を増加させて、単
安定マルチバイブレータＩＣ，の時定数を小さく制御す
るものである。

したがって、調光信号のオン・デユーティが大きくなる
と、トランジスタＱ３のオン時間幅が短くなり、照明負
荷２の光出力は低下する。

［発明が解決しようとする課題］ 第９図に示す装置を用いて照明負荷２の光出力を制御し
た場合における調光回路４からの調光信号のオン・デユ
ーティと、光出力（ランプ電流）との関係を第１１図に
示す、同図から明らかなように、調光信号のオン・デユ
ーティの変化に対して光出力は非線形的な変化を示す、
第１２図はトランジスタＱ、のコレクタ電流Ｉｃの波形
と、ベース電圧ｖｂの波形を示している。このように、
トランジスタＱ、のコレクタ電流Ｉｃの波形は、時間軸
に対して非線形な電流波形になっている。これは、トラ
ンジスタＱ、のコレクタ電流Ｉｃが、負荷を含む共振電
流波形の一部になっているからである。

したがって、トランジスタＱ、の導通期間を線形的に変
化させても負荷に流れる電流の変化は線形的ではなくな
る。第１３図はトランジスタＱ、のベース電圧ｖｂを０
．ＩＴの期間ずつ変化させた場合におけるコレクタ電流
Ｉｅの変化例を示している。第１３図から明らかなよう
に、トランジスタＱ、の導通期間がＴ−０，８Ｔの範囲
では、トランジスタＱ、のコレクタ電流１．ｅの波形は
余り変化しておらず、０．６〜０．４Ｔの範囲では、同
じように０．ＩＴずつ制御しているにも拘わらず、トラ
ンジスタＱ、のコレクタ電流Ｉｅの波形は大きく変化し
ている。

つまり、調光回路４からの調光信号Ｓｎのオン・デユー
ティの変化によって、トランジスタＱ。

のオン時間幅が変化することにより、照明負荷２の光出
力が変化し、所望の調光状態が得られる訳であるが、こ
こで注意すべき点は、従来の第３図に示すような調光シ
ステムでは、商用電源ＡＣの交流電圧を位相制御するこ
とにより、各照明器具２０に同じ電圧を加えているのに
対し、第４図以降に示すような調光システムでは、各照
明器具２０の高周波変換回路１におけるインダクタＬ、
やコンデンサ０２等で決まる振動電流のスイッチング時
間幅の制御を、各高周波変換回路１について個別に行っ
ているので、゛位相制御式の調光システムに比べて、各
高周波変換回路１の出力にばらつきが生じやすい点であ
る。

このような事情は、同種の点灯装置を電源に対して複数
台並列接続して、上記のように連続的に或いは段階的に
調光制御した場合のみでなく、異種（例えば４０Ｗ蛍光
灯用と１１０Ｗ蛍光灯用）の点灯装置を同一の電源に対
して並列接続し、同一の調光信号により一括調光制御し
た場合には、−層深刻な問題となる恐れがある。つまり
、異種の点灯装置では、第１１図に示すような調光特性
曲線が著しく異なるため、調光回路４の操作に対して明
るさの変化が顕著に異なることになり、使用者に違和感
を与える恐れが生じるものである。特に、異種の点灯装
置が同一器具内に組み込まれている場合には、各点灯装
置の明るさの変化の相異が目立ちやすく、その解決が望
まれていた。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、照明負荷点灯用の高周波変換回
路を同一器具内に複数台組み込んだ多灯用照明器具にお
いて、各照明負荷の光出力のばらつきを解消することに
ある。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第１
図に示すように、発振用のスイッチング素子と、このス
イッチング素子のオン・オフ動作により電源から負荷に
振動電流を供給するＬＣ振動回路と、スイッチング素子
のオン時間幅を制御する制御部とを有する高周波変換回
路１０Ａ、１０Ｂを器具２０内に複数台備え、各高周波
変換回Ｆ８Ｉ　ＯＡ、１０Ｂを同一電源に並列接続して
成る多灯用照明器具において、少なくとも１つの高周波
変換回路１０Ａの出力を検出する検出部１２Ａと、この
検出部１２Ａの検出信号を受けて、他の高周波変換回路
１０Ｂの出力を補正制御する補正部１２Ｂとからなる出
力補正手段１２を同一器具２０内に設けたことを特徴と
するものである。

［作用］ 本発明にあっては、このように構成されているので、高
周波変換回路１０Ａから照明負荷１１Ａへの出力と、高
周波変換回路１０Ｂから照明負荷１１Ｂ、ＩＩＣへの出
力との出力差が出力補正手段１２により解消され、同一
器具２０内での各照明負荷１１Ａ、１１　Ｂ、１１Ｃの
光出力のばらつきが解消されるものである。したがって
、第１図の破線で示したように、調光回路４から調光信
号線１２．１．を介して各高周波変換回路１０Ａ、ＩＯ
Ｈに同一の調光信号を供給した場合においても、各照明
負荷１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｇの光出力を同程度の変化率
で制御することが可能となるものである。

［実施例コ 第２図は本発明の一実施例の回路図である６図中、ＩＯ
Ａは１灯点灯用の高周波変換回路であり、１０Ｂは２灯
点灯用の高周波変換回路である。

以下、高周波変化回路１０Ａの回路構成について説明す
る。商用交流電源ＡＣにはダイオードブリッジＤ　Ｂ　
＋の交流入力端が接続されている。ダイオードブリッジ
ＤＢ、の直流出力端には、主スイツチング素子たるトラ
ンジスタＱ　２．　Ｑ　３の直列回路が並列接続され、
各トランジスタＱ２．Ｑ、にはそれぞれダイオードＤ、
、Ｄ、が逆並列接続されている。トランジスタＱ２の両
端には、直流成分をカットするための結合コンデンサＣ
ｄと、負荷電流を帰還するための電流トランスＣＴ、と
を介して、負荷回路が接続されている。負荷回路は、放
電灯１１、限流及び共振用のインダクタＬ１、共振用の
コンデンサＣ２、共振及び予熱電流通電用のコンデンサ
Ｃ２を含むＬＣ共振回路にて構成されており、負荷電流
は振動電流となる。この振動電流は電流トランスＣＴ、
の１次巻線を介して流れる。したがって、電流トランス
ＣＴ、の２次巻線には、負荷回路に流れる振動電流に応
じて極性の変化する電圧が誘起され、この誘起電圧を抵
抗Ｒ２を介してトランジスタＱ２のベース・エミッタ間
に印加して、トランジスタＱ２をスイッチングさせる。

トランジスタＱ、のベースには、制御回路の出力信号が
供給されている。制御回路は汎用の集積回路（例えば日
本電気製μＰＤ４５３８）よりなる単安定マルチバイブ
レータＩＣ，を備えている。この単安定マルチバイブレ
ータＩＣ，は、立ち下がりトリガー入力端子Ｂが“Ｈｉ
ｇｈ’”レベルからｌ　Ｌ　ｏＩＩＩＩ＋レベルに変化
した後、一定時間は出力端子Ｑが“Ｈｉｇｈ″レベル、
出力端子ｑが“Ｌｏｗ″レベルとなる０本実施例にあっ
ては、トランジスタＱ、の両端電圧を抵抗Ｒ３、Ｒ４の
直列回路で分圧し、抵抗Ｒ１？とコンデンサＣ１よりな
るＣＲ回路を介して、単安定マルチバイブレータＩＣ，
のトリガー信号としている。単安定マルチバイブレータ
■Ｃ１の出力端子Ｑが“Ｈｉｇｈ”レベルになる時間（
出力端子ｑが“Ｌｏｗ”レベルになる時間〉は、抵抗Ｒ
９とコンデンサＣ１の時定数で決定される。なお、単安
定マルチバイブレータＩＣ，の動作電源電圧は、ダイオ
ードブリッジＤＢ、の出力電圧を抵抗Ｒ１により降圧し
てコンデンサＣ３に充電することにより得ている。単安
定マルチバイブレータＩＣの出力端子Ｑは抵抗Ｒ１９を
介して駆動用のトランジスタＱ、のベースに接続され、
出力端子ｑは抵抗Ｒ２゜を介して駆動用のトランジスタ
Ｑ、のベースに接続されている。トランジスタＱ、のコ
レクタは抵抗Ｒ＋ａを介してコンデンサＣ１の正極に、
トランジスタＱ、のエミッタはコンデンサＣＩの負極に
、それぞれ接続され、トランジスタＱ、のエミッタとト
ランジスタＱ５のコレクタは、トランジスタＱ、のベー
スに接続されている。したがって、単安定マルチバイブ
レータＩＣ，は、トランジスタＱ、のオン期間を決める
ためのタイマー回路として動作する。

電源を投入すると、コンデンサＣ７の電圧が低レベルで
あるので、単安定マルチバイブレータＩＣ１がトリガー
されて、トランジスタＱ、がオンとなる、トランジスタ
Ｑ３がオンすると、電流トランスＣＴ、の２次巻線は、
トランジスタＱ２のペース・エミッタ間に逆バイアスの
電圧を印加するような極性に巻かれているので、トラン
ジスタＱ２はオフ状態を維持する０次に、所定時間の経
過後に、単安定マルチバイブレータＩＣ，のＱ出力は“
Ｌ　ｏｓ”″レベルとなり、トランジスタＱ、はオフ状
態になる。トランジスタＱ、がオフすると、トランジス
タＱ、のコレクタ電流が減少することによりインダクタ
Ｌ１の残留インダクタンスは逆の誘起電圧を発生し、イ
ンダクタＬ１に流れる振動電流は同一方向に流れようと
するので、ダイオードＤ１が導通する。また、電流トラ
ンスＣＴ　＋の２次巻線が逆の誘起電圧を発生すること
により、トランジスタＱ２が順バイアスされて、トラン
ジスタＱ２はオン状態となる。ダイオードＤ、の電流が
ゼロになると、コンデンサＣｄの蓄積電荷を電源として
トランジスタＱ、に電流が流れる。このとき、インダク
タＬ１のコアは飽和磁束に向かって直線的に磁化される
。やがて、コアが飽和磁束に達すると、インダクタンス
は急激にゼロの方向に向がい、その結果、トランジスタ
Ｑ２のコレクタ電流の時間変化分は無限大となる。トラ
ンジスタＱ２のコレクタ電流がベース電流のｈｆｅ倍に
達すると、トランジスタＱ２は不飽和状態となり、電流
トランスＣＴ、から帰還されるベース電流が減少してト
ランジスタＱ２はオフする。トランジスタＱ２がオフし
た後も、インダクタＬ１に流れる振動電流は同一方向に
流れようとするので、ダイオードＤ２が導通し、負荷回
路、コンデンサＣｄ、ダイオードブリッジＤＢ、の経路
で電流が流れる。ダイオードＤ２が導通すると、トラン
ジスタＱ、の両端電圧はゼロになるので、単安定マルチ
バイブレータＩ　Ｃ＋がトリガーされて、トランジスタ
Ｑ、は順バイアスされる。ダイオードＤ２に流れる振動
電流がゼロになった後は、ダイオードブリッジＤＢより
、コンデンサＣｄ、負荷回路、トランジスタＱ、の経路
で電流が流れる。以下、上述の動作を繰り返すことによ
り、インバータの発振動作が継続される。

次に、２灯点灯用の高周波変換回路１０Ｂは、１灯点灯
用の高周波変換回路１０Ａと基本的には同様の構成を有
しているが、負荷回路が２本の蛍光灯１．．１．の直列
回路を含んでいる点が異なる。

共振及び予熱電流通電用のコンデンサＣ３’に流れる電
流は、予熱トランスＴ、の１次巻線に流れ、予熱トラン
スＴ、の２次巻線出力により蛍光灯１２゜ムの共通側フ
ィラメントに予熱電流が通電される。

また、単安定マルチバイブレータＩＣ，°の時定数回路
には、補正部１２Ｂの出力電圧■ｃが供給されている点
が異なる。このため、２灯点灯用の高周波変換回路１０
ＢにおけるトランジスタＱ３°のオン時間幅は、補正部
１２Ｂの出力電圧ＶＣに応じて制御される。

次↓こ、検出部１２Ａの構成について説明する。

まず、高周波変換回路１０Ａにおける蛍光灯ｅＩの負荷
電流路と予熱電流路には、電流トランスＴ２の１次巻線
が図示された極性で接続されている。

このため、電流トランスＴ２の２次巻線には、蛍光灯１
１の負荷電流から予熱電流を差し引いたランプ電流１１
．が検出される。このランプ電流ＩＮ、に応じて、コン
デンサＣ５をダイオードＤ４、抵抗Ｒ２を介して充電す
る。これにより、コンデンサＣ４の両端には、蛍光灯ｌ
、のランプ電流Ｉｆ、に応した検出電圧ＶＡが得られる
。

次に、補正部１２Ｂの構成について説明する。

高周波変換回路１０Ｂにおける蛍光灯す、ｂの負荷電流
路と予熱電流路には、電流トランスＴ２°の１次巻線が
図示された極性で接続されている。この電流トランスＴ
２°の２次巻線出力により、ダイオードＤ９、抵抗Ｒ２
□を介してコンデンサＣ８が充電され、コンデンサＣ６
の両端には、蛍光灯１２，１゜のランプ電流に応じた検
出電圧ＶＢが得られる。

この検出電圧ｖＡ、ｖ８は、抵抗Ｒ２）〜Ｒ２６とオペ
アンプよりなる差動増幅回路Ｉ　Ｃａにより差動増幅さ
れ、コンデンサＣ１゜に出力電圧Ｖｃが得られる。

これらの検出部１２Ａと補正部１２Ｂにより出力補正手
段１２が構成されている。以下、その動作を説明する。

電源電圧の変動や部品のばらつき、周囲温度変化等によ
り、１灯点灯用の高周波変換回路１０Ａにおける蛍光灯
１１の出力が大きくなったとすると、蛍光灯らのランプ
電流を検出する電流トランスＴ２による検出電圧ＶＡが
大きくなる。

２灯点灯用の高周波変換回路１０Ｂにおける蛍光灯１２
．ｌ、のランプ電流を検出する電流トランスＴ２゜によ
る検出電圧ＶＢと前記検出電圧■Ａとを比較し、雨検出
電圧ｖＡ、ｖ、の差分を差動増幅回路ＩＣ，によって出
力する。差動増幅回路ＩＣ，の出力電圧は、Ｖｃ”（Ｖ
ｓ　　ＶＡ）（Ｒ２ｓ／Ｒｚｉ）となる、したがって、
検出電圧ｖＡが大きくなると、出力電圧■ｃが小さくな
り、この出力電圧■ｃによって決定される単安定マルチ
バイブレータＩ　Ｃ＋”の出力パルス幅が大きくなる。

これにより、トランジスタＱ、′の導通ずる期間が大き
くなり、蛍光灯ｅ２．ｉ。

のランプ電流が大きくなる。蛍光灯１１のランプ電流が
逆に減少した場合は、上記と逆の動作により蛍光灯１２
．１ｓのランプ電流も減少する。したがって、高周波変
換回路１０Ａにより点灯される蛍光灯１１と、高周波変
換回路１０Ｂにより点灯される蛍光灯１２．１：ｌとの
出力のばらつきを低減することができ、全蛍光灯１１〜
１．から同程度の光出力を得ることができる。

なお、高周波変換回路１０Ａ、１０Ｂにおける単安定マ
ルチバイブレータＩＣ，、ＩＣ，’の出力パルス幅は、
その時定数回路に従来例（第９図）で説明したような回
路を付加することによって、可変とすることができ、同
一の調光回路４から得られる調光信号により、蛍光灯Ｉ
Ｉ〜！、の光出力を可変とすることができる。各蛍光灯
！、〜ｌ、のちらつきを低減するために、ダイオードブ
リッジＤＢ、、ＤＢｌ°の直流出力端に平滑コンデンサ
を並列接続しても良い。

上記実施例では、１灯点灯用の高周波変換回路１０Ａに
おける蛍光灯ＩＩのランプ電流を検出して、光出力を同
程度となるように、２灯点灯用の高周波変換回路１０Ｂ
の動作を制御しているが、逆に、２灯点灯用の高周波変
換回路１０Ｂのランプ電流を検出して、１灯点灯用の高
周波変換回路１０Ａの動作を制御するようにしても良い
。

また、実施例では、各高周波変換回路１０Ａ。

１０Ｂの出力を電流トランスＴ　２　、　Ｔ　２’を介
してランプ電流で検出したが、蛍光灯ｔ＋　、１２．１
３の光出力を、フォトダイオード等の光半導体素子で検
出しても良い。

なお、本発明の適用される範囲は、実施例のような調光
可能な放電灯点灯装置に限定されるものではなく、発振
用のスイッチング素子のオン幅を制御するような高周波
変換回路を並列運転する点灯装置であれば、高周波変換
回路の出力を可変制御しない場合にも適用できる。ただ
し、高周波変換回路の負荷は本発明では照明負荷に限る
。

また、高周波変換回路における発振用のスイッチング素
子の制御も、そのオン幅を制御するものであ・れば、自
励式、他励式等の方式や具体回路を問うものではない。

［発明の効果］ 本発明にあっては、上述のように、ＬＣ振動回路を含み
、スイッチング素子のオン時間幅の制御部を備えた高周
波変換回路を同一器具内に複数台備え、各高周波変換回
路を同一電源に並列接続して、その高周波出力により照
明負荷を点灯する多灯用照明器具において、少なくとも
１つの高周波変換回路の出力を検出する検出部と、この
検出部の検出信号を受けて、他の高周波変換回路の出力
を補正制御する補正部とからなる出力補正手段を同一器
具内に設けたから、各高周波変換回路の部品定数等にば
らつきがあっても、各高周波変換回路から各照明負荷へ
の出力のばらつきを抑制でき、したがって、同一器具内
に組み込まれた複数の照明負荷の光出力がばらつくこと
を防止できるという効果がある。

なお、各高周波変換回路に共通の調光信号を供給して、
各照明負荷を調光制御するシステムに本発明を適用すれ
ば、同一器具内に組み込まれた各照明負荷の光出力が調
光信号に応じて同じ程度の変化率で調光制御されるので
、使用者に違和感を与えることがなくなるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示すブロック回路図、第２
図は本発明の一実施例の回路図、第３図は従来例のブロ
ック回路図、第４図は他の従来例のブロック回路図、第
５図は同上に用いる調光回路の回路図、第６図は同上の
動作波形図、第７図及び第８図は同上の動作説明図、第
９図は同上に用いる高周波変換回路の回路図、第１０図
及び第１１図は同上の動作説明図、第１２図及び第１３
図は同上の動作波形図である。 １０Ａ、１０Ｂは高周波変換回路、１１Ａ、１１Ｂ、Ｉ
ＩＣは照明負荷、１２Ａは検出部、１２Ｂは補正部、１
２は出力補正手段、２０は照明器具である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）発振用のスイッチング素子と、このスイッチング
   素子のオン・オフ動作により電源から照明負荷に振動電
   流を供給するＬＣ振動回路と、スイッチング素子のオン
   時間幅を制御する制御部とを有する高周波変換回路を器
   具内に複数台備え、各高周波変換回路を同一電源に並列
   接続して成る多灯用照明器具において、少なくとも１つ
   の高周波変換回路の出力を検出する検出部と、この検出
   部の検出信号を受けて、他の高周波変換回路の出力を補
   正制御する補正部とからなる出力補正手段を同一器具内
   に備えることを特徴とする多灯用照明器具。