JPH02285965A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、複数の負荷を並列運転するのに適したインバ
ータ装置に関するものである。

〔従来の技術〕

第３図は従来の照明負荷制御装置の概略構成を示してい
る。この装置は、複数の点灯装置２０の電源入力側にト
ライアック等の位相制御素子を含んだ調光器４０を介挿
し、調光器４０の操作部（例えば可変抵抗器ＶＲ）の繰
作により、点灯装置２０を調光する位相制御式の調光装
置である。ｆｌ、は調光レベルとは無関係に電源電圧を
そのまま点灯装置２０のフィラメント予熱回路部に送る
ための予熱用配線である。

この種の位相制御式の照明負荷制御装置は比較的安価に
構成できる反面、調光用の位相制御素子が必要であり、
位相制御により電源電圧の半サイクル内を電流通電区間
と電流体止区間とに大きく２分するので、入力電流波形
に歪みが生じるという問題があり、また、点灯装置２０
への入力電圧を低減することになるので、点灯装置２０
で安定した電圧を確保しに＜＜、点灯装置の各種制御が
難しくなる０例えば、第３図に示す装置では、安定した
予熱電圧を得るなめに、予熱用配＆Ｉ　ｐ　＋を設けて
、調光器４０の出力側を３線としている。また、位相制
御により電源電圧波形の立ち上がりが急峻になるため、
騒音（及び雑音）レベルが大きくなる。

そこで、最近、第４図に示すように、トランジスタイン
バータ等よりなる高周波変換回路１を安定器として用い
、各点灯装置２０には交流電源ＡＣの電圧を電力線１．
．１．を介してそのまま供給し、別途調光信号線１．、
ｌ、を配線して、調光回路４から高周波変換回路１の制
御回路３に調光信号を供給し、点灯装置２０を調光回路
４の操作部（例えば可変抵抗器ＶＲ）の操作に応じて任
意に調光するという、４線式の調光システムが提案され
ている。このシステムは、安定器となる高周波変換回路
１が元々トランジスタ等の制御可能なスイッチング素子
を有している点に着目し、このスイッチング素子を調光
制御用に用いようとしたもので、先に挙げた位相制御式
の調光システムの不都合を一挙に解決している。

しかしながら、このシステムでは、各点灯装置間（各安
定器間）で出力にばらつきが生じやすいという従来予想
されなかった問題が新たに判明した。

以下、この点について詳述する。

第５図は第４図に示す装置に用いられる調光回路４の回
路図であり、第６図はその動作波形図である。この調光
回路４では、交流電源ＡＣより降圧用のトランスＴｆ、
全波整流用のダイオードブリッジＤＢ、限流用の抵抗Ｒ
を介して、平滑用の電解コンデンサＣを充電し、電圧規
制用のツェナダイオードＺＤにより充電電圧を規制して
、直流電源Ｅ、を得ている。この直流電源Ｅ、は可変抵
抗ＶＲにより分圧されて、基準電圧Ｖｒとしてコンパレ
ータＩＣ，の非反転入力端子に印加される。

直流電源Ｅ、により給電される三角波発振器９は、コン
デンサと、このコンデンサを直流電源Ｅ３からの電流に
より充電する抵抗、及び、コンデンサの充電電圧が所定
電圧に達すると、コンデンサを放電させるスイッチング
回路よりなり、コンデンサに得られる電圧Ｖｃをコンパ
レータＩＣ，の反転入力端子に印加する。この三角波発
振器９により得られる電圧Ｖｃは厳密な三角波ではなく
、第６図（、）に示すように、時間軸に対して非線形的
に上昇する電圧とされている。コンパレータＩＣ。

の出力端子は、抵抗Ｒ１３を介してトランジスタ９口の
ベースに接続されている。トランジスタＱ１１のエミッ
タは直流電源Ｅ、の負極に接続され、コレクタは抵抗Ｒ
８を介して直流電源Ｅ、の正極に接続されると共に、抵
抗Ｒ＋Ｓを介してトランジスタＱ　１２のベースに接続
されている。トランジスタＱ１□のコレクタは直流電源
Ｅ３の正極に接続され、エミッタは抵抗Ｒ７，を介して
直流電源Ｅ、の負極に接続されている。そして、抵抗Ｒ
Ｉ６の両端から調光信号Ｓｎが得られる。つまり、トラ
ンジスタＱ　＋　＋と抵抗Ｒ１３、Ｒ１４によりエミッ
タ接地型の反転増幅回路を構成しており、トランジスタ
Ｑ　ｌと抵抗Ｒｌｓ　、　Ｒ１＠によりコレクタ接地（
エミッタホロア）型のインピーダンス変換回路を構成し
ているものである。

以下、第６図を参照しながら調光回路４の動作について
説明する。第６図（ａ）は可変抵抗器ＶＲから得られる
基準電圧Ｖｒと、三角波発振器９から得られる電圧Ｖｃ
との関係を示している。基準電圧Ｖｒは任意の電圧に設
定することができる。

三角波発振器９から得られる電圧Ｖａが基準電圧Ｖ「以
下であるときには、コンパレータＩＣ，の出力端子は”
Ｈｉｇｈ”レベルとなるので、トランジスタＱ、はオン
となり、そのコレクタ電位が降下して、調光信号Ｓｎは
’Ｌｏｗ”レベルとなる。一方、三角波発振器９から得
られる電圧Ｖｃが基準電圧Ｖ「よりも高くなると、コン
パレータＩＣ，の出力端子は”Ｌｏｗ”レベルとなるの
で、トランジスタＱ。

はオフとなり、そのコレクタ電位が上昇して、調光信号
Ｓｎは“Ｈｉｇｈ”レベルとなる。これにより、第４図
（ｂ）に示すような調光信号Ｓｎが得られる。

ここで、調光信号Ｓｎの電圧高さは例えば約１０■とさ
れ、周波数は例えば約１°ＫＨｚとされる。

基準電圧Ｖｒは可変抵抗ＶＲを操作することにより任意
の電圧に設定することができるので、調光信号Ｓｎのオ
ン・デユーティは、第７図（ａ）に示す最小値から同図
（ｂ）に示す最大値までの任意の大きさに設定すること
ができるものである０図中、Ｓ、はオン・デユーティ（
ｔ、／Ｔ）Ｘ　１００　＝　１０％の信号、ＳＩＯはオ
ン・デユーティ（ｈ／　Ｔ　）　ｘ　１００＝９０％の
信号である。つまり、Ｓ、、Ｓ、。とは、例えば調光回
路４の可変抵抗器ＶＲを調整した場合に、調光信号Ｓｎ
のオン・デユーティがそれぞれ１０％、９０％となるよ
うな調光信号である。第８図は、調光回路４から出力さ
れる調光信号８１〜Ｓ１゜と、そのオン・デユーティと
の関係を示している。つまり、調光信号をＳ、〜Ｓ１゜
の範囲で調整すると５調光信号のオン・デユーティは１
０％〜９０％の範囲で直線的に変化する。

第９図は、上述のようなオン・デユーティが可変とされ
た調光信号を受けて、調光制御を行うための制御回路３
を備える点灯装置２０の構成を例示している。以下、そ
の回路構成について説明する。直流電源Ｅ１の両端には
、主スイツチング素子たるトランジスタＱ２．Ｑ、の直
列回路が並列接続され、各トランジスタＱ、、Ｑ、には
それぞれダイオードＤ　１．　Ｄ　ｚが逆並列接続され
ている。トランジスタＱ２の両端には、直流成分をカッ
トするための結合コンデンサＣｄと、負荷電流を帰還す
るための電流トランスＣＴとを介して、負荷回路が接続
されている。負荷回路は、放電灯よりなる照明負荷２、
限流及び共振用のインダクタＬ共振用のコンデンサＣ２
、共振及び予熱′ＸＸ流通用用コンデンサＣ３を含むＬ
Ｃ共振回路にて構成されており、負荷電流は振動電流と
なる。この振動電流は電流トランスＣＴの１次巻線を介
して流れる。したがって、電流トランスＣＴの２次巻線
には、負荷回路に流れる振動電流に応じて極性の変化す
る電圧が誘起され、この誘起電圧を抵抗Ｒ２を介してト
ランジスタＱ２のベース・エミッタ間に印加して、トラ
ンジスタＱ、をスイッチングさせる。トランジスタＱ、
のベースには、制御回路３の出力信号が供給されている
。制御回路３においては、トランジスタＱ、の両端電圧
を抵抗Ｒ１Ｒ１により検出して、トランジスタＱ、の両
端電圧が立ち下がってから所定時間トランジスタＱ、を
オンさせるものである。

この高眉波変ｍ回路ｌは、直流電源Ｅｌが投入されたと
きに、自励発振動作を開始するための起動回路を備えて
いる。この起動回路は電源投入によりコンデンサＣ１が
抵抗Ｒ３を介して充電され、その充電電圧が２端子サイ
リスタＱ１のブレークオーバー電圧に達すると２端子サ
イリスタＱ、がオンし、トランジスタＱ、のベースに２
端子サイリスタＱ１を介してベース電流を流してトラン
ジスタＱ、を最初にオン動作させ、発振動作を開始させ
るものである。

以下、第９図回路の動作について説明する。電源を投入
すると、起動回路によりトランジスタＱ。

がオンとなり、その両端電圧が“Ｌｏｗ“レベルにな・
る、これにより、制御回路３がトリガーされて、その出
力が“”Ｈｉｇｈ”レベルとなり、トランジスタＱ３の
オン状態が維持される。トランジスタＱ、がオンすると
、ダイオードＤ０が導通して、コンデンサＣ１は充電さ
れなくなるので、起動回路は停止する。このとき、電流
トランスＣＴの２次巻線は、トランジスタＱ２のベース
・エミッタ間に逆バイアスの電圧を印加するような極性
に巻かれているので、トランジスタＱ２はオフ状態を維
持する０次に、調光回路４で設定された所定時間の経過
後に、制御回路３の出力は“Ｌｏｗ″レベルとなり、ト
ランジスタＱ３はオフ状態になる。トランジスタＱ、が
オフすると、トランジスタＱ、のコレクタ電流が減少す
ることによりインダクタし、の残留インダクタンスは逆
の誘起電圧を発生し、インダクタし、に流れる振動電流
は同一方向に流れようとするので、ダイオードＤ１が導
通する。また、電流トランスＣＴの２次巻線が逆の誘起
電圧を発生することにより、トランジスタＱ２が順バイ
アスされて、トランジスタＱ２はオン状態となる。

ダイオードＤ、の電流がゼロになると、コンデンサＣｄ
の蓄積電荷を電源としてトランジスタＱ２に電流が流れ
る。このとき、インダクタし、のコアは飽和磁束に向か
って直線的に磁化される。やがて、コアが飽和磁束に達
すると、インダクタンスは急激にゼロの方向に向かい、
その結果、トランジスタＱ２のコレクタ電流の時開変化
分は無限大となる。トランジスタＱ２のコレクタ電流が
ベースミ流のｈｆｅ倍に達すると、トランジスタＱ２は
不飽和状態となり、電流トランスＣＴから帰還されるベ
ース電流が減少してトランジスタＱ、はオフする。トラ
ンジスタＱ２がオフした後も、インダクタＬ１に流れる
振動電流は同一方向に流れようとするので、ダイオード
Ｄ２が導通し、負荷回路、コンデンサＣｄ、直流電源Ｅ
、の経路で電流が流れる。ダイオードＤ２が導通すると
、トランジスタＱ３の両端電圧はゼロになるので、制御
回路３がトリガーされて、制御回路３の出力が“Ｈｉｇ
ｈ”レベルになり、トランジスタＱ、は順バイアスされ
る。ダイオードＤ、に流れる振動電流がゼロになった後
は、直流電源Ｅ、より、コンデンサＣｄ、負荷回路、ト
ランジスタＱ、の経路で電流が流れる。

以下、上述の動作を繰り返すことにより、インバータの
発振動作が継続される。

次に、制御回路３は汎用の集積回路（例えば日本電気製
μＰＤ４５３８）よりなる単安定マルチバイブレータＩ
Ｃ＋を備えている。この単安定マルチバイブレータ■Ｃ
１は、立ち下がりトリガー入力端子Ｂが’Ｈｉｇｈ”レ
ベルからＬｏｗ”レベルに変化した後、一定時間は出力
端子Ｑが″Ｈｉｇｈ”レベル、出力端子口が“”Ｌｏｗ
”レベルとなる０本実施例にあっては、トランジスタＱ
、の両端電圧を抵抗Ｒ，，Ｒ，の直列回路で分圧するこ
とにより検出し、単安定マルチバイブレータＩＣ，のト
リガー信号としている。単安定マルチバイブレータＩＣ
。

の出力端子Ｑが“Ｈｉｇｈ”レベルになる時間（出力端
子ｑが“Ｌｏｍ”レベルになる時間）は、抵抗Ｒ９とコ
ンデンサＣ４の時定数で決定される。出力端子Ｑは駆動
用のトランジスタＱ、のベースに接続され、出力端子ｑ
は駆動用のトランジスタＱ、のベースに接続されている
。トランジスタＱ４のコレクタは直流電源Ｅ２の正極に
、トランジスタＱ、のエミッタは直流電源Ｅ２の負極に
、それぞれ接続され、トランジスタＱ、のエミッタとト
ランジスタＱ、のコレクタは、トランジスタＱ３のベー
スに接続されている。したがって、単安定マルチバイブ
レータＩＣ１は、トランジスタＱ３のオン期間を決める
ためのタイマー回路として動作する。単安定マルチバイ
ブレータＩＣ，の時定数設定用の抵抗Ｒ６とコンデンサ
Ｃ４の接続点には、ダイオードＤ、及び抵抗Ｒ１を介し
てオペアンプＩＣ，の出力が接続されている。オペアン
プＩＣ２は反転入力端子を出力端子に接続されたインピ
ーダンス変換器であり、非反転入力端子に印加されたコ
ンデンサＣ５の電圧を低インピーダンス化して出力する
。コンデンサＣ２には電荷放電用の抵抗Ｒ２が並列接続
されており、オペアンプＩＣ，の出力電圧により充電さ
れる。オペアンプＩＣ，は反転入力端子を出力端子に接
続されたインピーダンス変換器であり、非反転入力端子
に印加されたコンデンサＣ，の電圧を低インピーダンス
化して出力する。コンデンサＣ，は、トランジスタＱ、
、Ｑ、を含むカレントミラー回路８からの定電流により
充電され、両端に並列接続されたトランジスタＱ、がオ
ンしたときに。

電荷を放電される。カレントミラー回路８からコンデン
サＣ１に供給される定電流は、直流電源Ｅ２からトラン
ジスタＱ、を介して抵抗Ｒ８に流れる電流と同じとなる
。トランジスタＱ、のベースには、直流電源Ｅ２の電圧
を抵抗Ｒ＋　ｏ　、　Ｒｓにより分圧して得られた電圧
により順バイアスが与えられる。

抵抗Ｒ，の両端にはトランジスタＱ７が並列接続されて
おり、トランジスタＱ、が調光回路４の出力によりオン
されたときには、トランジスタＱ、の順バイアスは消失
し、トランジスタＱ６はオフする。このとき、コンデン
サＣＧはカレントミラー回路８からの定電流により充電
され、その充電電圧Ｖｌは直線的に上昇する。コンデン
サＣ６の充電電圧■１の波形は、周波数が一定で、電圧
上昇期間が調光信号におけるオン時間幅に等しい三角波
となる。したがって、調光信号におけるオン時間幅が長
くなるにつれて、コンデンサＣ６の充電電圧Ｖ１のピー
ク値は高くなる。オペアンプＩＣ２゜ＩＣ，とコンデン
サＣ２及び抵抗Ｒ７は、コンデンサＣ，の充電電圧■、
のビーク保持回路を構成しており、その出力電圧Ｖ２は
、コンデンサＣ６の充電電圧ｖ１のピークの直流電圧と
なる。このため、出力電圧■２は、第１０図に示すよう
に、調光回路４の調光信号におけるオン・デユーティに
比例して、直線的に変化する電圧となる１図中、調光信
号のオン　デユーティが１０％のときには■２＝Ｖ２ａ
、９０％のときにはｖ２−Ｖ２ｂとなっている。また、
抵抗Ｒ６は制御抵抗であり、上記出力電圧■２により抵
抗Ｒ７と並列的に電流経路を形成し、出力電圧Ｖ２の上
昇に応じてコンデンサＣ４の充ｉｔ流を増加させて、単
安定マルチバイブレータＩＣ，の時定数を小さく制御す
るものである。

したがって、調光信号のオン・デユーティが大きくなる
と、トランジスタＱ、のオン時間幅が短くなり、照明負
荷２の光出力は低下する。

［発明が解決しようとする５Ｍ］ 第９図に示す装置を用いて照明負荷２の光出力を制御し
た場合における調光回路４からの調光信号のオン・デユ
ーティと、光出力（ランプ電流）との関係を第１１図に
示す、同図から明らかなように、調光信号のオン・デユ
ーティの変化に対して光出力は非線形的な変化を示す、
第１２図はトランジスタＱ、のコレクタ電流Ｉｃの波形
と、ベース電圧ｖｂの波形を示している。このように、
トランジスタＱ、のコレクタ電流ＩＣの波形は、時間軸
に対して非線形なＭ、原波形になっている。これは、ト
ランジスタＱ、のコレクタ電流Ｉｃが、負荷を含む共振
電流波形の一部になっているからである。

したがって、トランジスタＱ、の導通期間を線形的に変
化させても負荷に流れる電流の変化は線形的ではなくな
る。第１３図はトランジスタＱ、のベース電圧ｖｂを０
．ＩＴの期間ずつ変化させた場合におけるコレクタ電流
Ｉｃの変化例を示している。第１３図から明らかなよう
に、トランジスタＱ３の導通期間がＴ〜０．８Ｔの範囲
では、トランジスタＱ、のコレクタ電流Ｉｃの波形は余
り変化しておらず、０．６〜０．４Ｔの範囲では、同じ
ように０．ＩＴずつ制御しているにも拘わらず、トラン
ジスタＱ、のコレクタ電流ｒｅの波形は大きく変化して
いる。

つまり、調光回路４からの調光信号Ｓｎのオン・デユー
ティの変化によって、トランジスタＱ。

のオン時間幅が変化することにより、照明負荷２の光出
力が変化し、所望の調光状態が得られる訳であるが、こ
こで注意すべき点は、従来の第３図に示すような調光シ
ステムでは、商用電源ＡＣの交流電圧を位相制御するこ
とにより、各点灯装置２０に同じ電圧を加えているのに
対し、第４図以降に示すような調光システムでは、各点
灯装置２０の高周波変換回路１におけるインダクタＬ１
やコンデンサ０２等で決まる振動電流のスイッチング時
間幅の制御を、各高周波変換回路１について個別に行っ
ているので５位相制御式の調光システムに比べて、各高
周波変換回路１の出力にばらつきが生じやすい点である
。

このような事情は、同種の点灯装置を電源に対して複数
台並列接続して、上記のように連続的に或いは段階的に
調光制御した場合のみでなく、異種（例えば４０Ｗ蛍光
灯用とｌｌ０Ｗ蛍光灯用）の点灯装置を同一の電源に対
して並列接続し、同一の調光信号により一括調光制御し
た場合には、−層深刻な問題となる恐れがある。つまり
、異種の点灯装置では、第１１図に示すような調光特性
曲線が著しく異なるため、調光回路４の操作に対して明
るさの変化がｍ著に異なることになり、使用者に違和感
を与える恐れが生じるものである。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、並列運転される高周波変換回路
により駆動される複数の負荷の出力のばらつきを解消で
きるようにしたインバータ装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第１
図に示すように、発振用のスイッチング素子と、このス
イッチング素子のオン・オフ動作により電源から負荷に
振動電流を供給するＩ−Ｃ振動回路と、スイッチング素
子のオン時間幅を制御する制御部とを有する高周波変換
回路１０Ａ、１０Ｂを同一の電源ＡＣに複数台並列接続
して成るインバータ装置において、少なくとも１つの高
周波変換回路１０Ａの出力を検出する検出部１２Ａと、
この検出部１２Ａの検出信号を受けて、他の高周波変換
回路１０Ｂの出力を補正制御する補正部１２Ｂとからな
る出力補正手段】２を設けたことを特徴とするものであ
る。

［作用］ 本発明にあっては、このように構成されているので、高
周波変換回路１０Ａから負荷１１Ａへの出力と、高周波
変換回路１０Ｂから負荷１１Ｂへの出力との出力差が出
力補正手段１２により解消され、各負荷１１Ａ、ＩＩＢ
の出力のばらつきが少なくなるものである。したがって
、第１図の破線で示したように、調光回路４から調光信
号線１２゜ｌ、を介して各高周波変換回路１０Ａ、１０
Ｂに同一の調光信号を供給した場合においても、各負荷
１１Ａ、１１Ｂの出力を同程度の変化率で制御すること
が可能となるらのである。

［実施例］ 第２図は本発明の一実施例の回路図である２図中、ＩＯ
Ａは１灯点灯用の高周波変換回路であり、１０Ｂは２灯
点灯用の高周波変換回路である。

以下、高周波変換回路１０Ａの回路構成について説明す
る。商用交流電源ＡＣにはダイオードブリッジＤＢ、の
交流入力端が接続されている。ダイオードブリッジＤＢ
、の直流出力端には、主スイツチング素子たるトランジ
スタＱ２．Ｑ、の直列回路が並列接続され、各トランジ
スタＱ２．Ｑ、にはそれぞれダイオードＤ　１．　Ｄ　
２が逆並列接続されている。トランジスタＱ２の両端に
は、直流成分をカットするための結合コンデンサＣｄと
、負荷電流を帰還するための電流トランスＣＴ、とを介
して、負荷回路が接続されている。負荷回路は、放電灯
１１、限流及び共振用のインダクタＬ１、共振用のコン
デンサＣ２、共振及び予熱電流通電用のコンデンサＣ１
を含むＬＣ共振回路にて構成されており、負荷電流は振
動電流となる。この振動電流は電流トランスＣＴ、の１
次巻線を介して流れる。したがって、電流トランスＣＴ
、の２次巻線には、負荷回路に流れる振動電流に応じて
極性の変化する電圧が誘起され、この誘起電圧を抵抗Ｒ
２を介してトランジスタＱ２のベース・エミッタ間に印
加して、トランジスタＱ２をスイッチングさせる。トラ
ンジスタＱ、のベースには、制御回路の出力信号が供給
されている。制御［１ｌｉ１回路は汎用の集荷回路（例
えば日本電気製μＰＤ４５３８）よりなる単安定マルチ
バイブレータＩＣ，を備えている。この単安定マルチバ
イブレータＩＣ１は、立ち下がりトリガー入力端子Ｂが
“Ｈｉｇｈ”レベルから“Ｌｏｗ”レベルに変化した後
、一定時間は出力端子Ｑが“Ｈｉｇｈ“レベル、出力端
子ｑが“Ｌｏｗ”レベルとなる３本実施例にあっては、
トランジスタＱ、の両端電圧を抵抗Ｒ，，Ｒ，の直列回
路で分圧し、抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ１よりなるＣＲ
回路を介して、単安定マルチバイブレータＩＣ，のトリ
ガー信号としている。単安定マルチバイブレータ■Ｃ５
の出力端子Ｑが°Ｉ　Ｈｉ　ｇｈ　１１レベルになる時
間（出力端子ｑが“Ｌｏｗ”レベルになる時間）は、抵
抗Ｒ９とコンデンサＣ４の時定数で決定される。なお、
単安定マルチバイブレータ■Ｃ１の動作電源電圧は、ダ
イオードブリッジＤＢ、の出力電圧を抵抗Ｒ９により降
圧してコンデンサＣ１に充電することにより得ている。

単安定マルチバイブレータＩＣ＋の出力端子Ｑは抵抗Ｒ
１ｉを介して駆動用のトランジスタＱ４のベースに接続
され、出力端子口は抵抗Ｒ２゜を介して駆動用のトラン
ジスタＱ、のベースに接続されている。トランジスタＱ
、のコレクタは抵抗Ｒ１゜を介してコンデンサＣ９の正
極に。

トランジスタＱ５のエミッタはコンデンサＣ４の負極に
、それぞれ接続され、トランジスタＱ、のエミッタとト
ランジスタＱ５のコレクタは、ｌ−ランジスタＱ、のベ
ースに接続されている。したがって、単安定マルチバイ
ブレータＩＣ，は、トランジスタＱ３のオン期間を決め
るためのタイマー回路として動作する。

電源を投入すると、コンデンサＣ１の電圧が低レベルで
あるので、単安定マルチバイブレータ■Ｃ１がトリガー
されて、トランジスタＱ、がオンとなる。トランジスタ
Ｑ、がオンすると、電流１〜ランスＣＴ、の２次巻線は
、トランジスタＱ２のベース・エミッタ間に逆バイアス
の電圧を印加するような極性に巻かれているので、トラ
ンジスタＱ。

はオフ状態を維持する１次に、所定時間の経過後に、単
安定マルチバイブレータＩＣ，のＱ出力は°″Ｌｏｗ”
レベルとなり、トランジスタＱ３はオフ状態になる。ト
ランジスタＱ、がオフすると、トランジスタＱ、のコレ
クタ電流が減少することによりインダクタＬ１の残留イ
ンダクタンスは逆の誘起電圧を発生し、インダクタし、
に流れる振動電流は同一方向に流れようとするので、ダ
イオードＤ、が導通ずる。また、電流トランスＣＴｌの
２次巻線が逆の誘起電圧を発生することにより、トラン
ジスタＱ２が順バイアスされて、トランジスタＱ２はオ
ン状態となる。ダイオードＤ、の電流がゼロになると、
コンデンサＣｄの蓄留電荷を電源としてトランジスタＱ
２に電流が流れる。このとき、インダクタし、のコアは
飽和磁束に向かって直線的に磁化される。やがて、コア
が飽和磁束に達すると、インダクタンスは急激にゼロの
方向に向かい、その結果、トランジスタＱ２のコレクタ
電流の時間変化分は無限大となる。トランジスタＱ２の
コレクタ電流がベース電流のｈｆｅ倍に達すると、トラ
ンジスタＱ２は不飽和状態となり、電流トランスＣＴ、
から帰還されるベース電流が減少してトランジスタＱ２
はオフする。トランジスタＱ２がオフした後も、インダ
クタし、に流れる振動電流は同一方向に流れようとする
ので、ダイオードＤ２が導通し、負荷回路、コンデンサ
Ｃｄ、ダイオードブリッジＤＢ１の経路で電流が流れる
。ダイオードＤ２が導通ずると、トランジスタＱ、の両
端電圧はゼロになるので、単安定マルチバイブレータＩ
Ｃ，がトリガーされて、トランジスタＱ、は順バイアス
される。ダイオードＤ２に流れる振動を流がゼロになっ
た後は、ダイオードブリッジＤＢより、コンデンサＣｄ
、負荷回路、トランジスタＱ、の経路で電流が流れる。

以下、上述の動作を繰り返すことにより、インバータの
発振動作が継続される。

次に、２灯点灯用の高周波変換回路１０Ｂは、１灯点灯
用の高周波変換回路１０Ａと基本的には同様の構成を有
しているが、負荷回路が２本の蛍光灯１２，１３の直列
回路を含んでいる点が異なる。

共振及び予熱電流通電用のコンデンサＣ３°に流れる電
流は、予熱トランスＴ、の１次巻線に流れ、予熱トラン
スＴ、の２次巻線出力により蛍光灯１２！、の共通側フ
ィラメントに予熱電流が通電される。

また、単安定マルチバイブレータＩＣ，’の時定数回路
には、補正部１２Ｂの出力電圧ＶＣが供給されている点
が異なる。このため、２灯点灯用の高周波変換回路１０
ＢにおけるトランジスタＱ　ｓ’のオン時間幅は、補正
部１２Ｂの出力電圧■ｃに応じて制御される。

次に、検出部１２Ａの構成について説明する。

まず、高周波変換回路１０Ａにおける蛍光灯Ｎ、の負荷
電流路と予熱電流路には、電流トランスＴ２の１次巻線
が図示された極性で接続されている。

このため、電流トランスＴ２の２次巻線には、蛍光灯１
１の負荷電流から予熱電流を差し引いたランプ電流ＩＮ
、が検出される。このランプ電流Ｉｌ、に応じて、コン
デンサＣ３をダイオードＤイ、抵抗Ｒ２１を介して充電
する。これにより、コンデンサＣ１の両端には、蛍光灯
ｒ、のランプ電流１１１に応じた検出な圧ｖＡが得られ
る。

次に、補正部１２Ｂの構成について説明する。

高周波変換回路１０Ｂにおける蛍光灯１２．ムの負荷電
流路と予熱電流路には、電流トランスＴ２’の１次巻線
が図示された極性で接続されている。この電流トランス
Ｔ２″の２次巻線出力により、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ
２２を介してコンデンサＣ６が充電され、コンデンサＣ
６の両端には、蛍光灯Ｐ２．（ｌｚのランプ電流に応じ
た検出電圧７日が得られる。

この検出電圧ｖＡ、ｖＢは、抵抗Ｒ２ｆｆ〜Ｒ２Ｇとオ
ペアンプよりなる差動増幅回路ＩＣ，により差動増幅さ
れ、コンデンサＣ＋ａに出力電圧■ｃが得られる。

これらの検出部１２Ａと補正部１２Ｂにより出力補正手
段１２が構成されている。以下、その動作を説明する。

電源電圧の変動や部品のばらつき、周囲温度変化等によ
り、１灯点灯用の高周波変換回路１０Ａにおける蛍光灯
ｒｌの出力が大きくなったとすると、蛍光灯１１のラン
プ電流を検出する電流トランスＴ２による検出電圧ｖＡ
が大きくなる。

２灯点灯用の高面、波変換回路１０Ｂにおける蛍光灯１
．、ｌ、のランプ電流を検出する電流１ヘランスＴｘ’
による検出電圧７日と前記検出電圧ｖＡとを比戟し、雨
検出電圧ｖＡ、ｖ、の差分を差動増幅回路Ｉｃｅによっ
て出力する。差動増幅回路ＩＣ，の出力電圧は、Ｖｃ”
　（Ｖａ　　ＶＡ）（Ｒｚｓ／　Ｒｚ：＋）トナル、　
Ｌりがって、検出電圧ｖＡが大きくなると、出力電圧■
ｃが小さくなり、この出力電圧■ｃによって決定される
単安定マルチバイブレータＩＣ，’の出力パルス幅が大
きくなる。これにより、トランジスタＱ、°の導通ずる
期間が大きくなり、蛍光灯す、ｌ−のランプ電流が大き
くなる。蛍光灯１１のランプ電流が逆に減少した場合は
、上記と逆の動作により、蛍光灯１２，１．のランプ電
流も減少する。したがって、高周波変換回路１０Ａによ
り点灯される蛍光灯１１と、高周波変換回路１０Ｂによ
り点灯される蛍光灯１２．ムとの出力のばらつきを低減
することができ、全蛍光灯！、〜ｌ、から同程度の光出
力を得ることができる。

なお、高周波変換回路１０Ａ、ＩＯＢにおける単安定マ
ルチバイブレータＩＣ，、ＩＣ，’の出力パルス幅は、
その時定数回路に従来例（第９図）で説明したような回
路を付加することによって、可変とすることができ、同
一の調光回路４から得られる調光信号により、蛍光灯！
１〜１．の光出力を可変とすることができる。各蛍光灯
Ｌ〜ｌ、のちらつきを低減するために、ダイオードブリ
ッジＤＢ、、ＤＢ１′の直流出力端に平滑コンデンサを
並列接続しても良い。

上記実施例では、１灯点灯用の高周波変換回路１０Ａに
おける蛍光灯１１のランプ電流を検出して、光出力を同
程度となるように、２灯点灯用の高周波変換回路１０Ｂ
の動作を制御しているが、逆に、２灯点灯用の高周波変
換回路１０Ｂのランプ電流を検出して、１灯点灯用の高
周波変換回路１０Ａの動作を制御するようにしても良い
。

また、実施例では、各高周波変換回路１０Ａ。

１０Ｂの出力を電流トランスＴ２．Ｔ２°を介してラン
プ電流で検出したが、蛍光灯１！、　、１２，１３の光
出力を、フォトダイオード等の光半導体素子で検出して
も良い。

なお、本発明の適用される範囲は、実施例のような調光
可能な放電灯点灯装置に限定されるものではなく、発振
用のスイッチング素子のオン幅を制御するような高周波
変換回路を並列運転する分野であれば、高周波変換回路
の出力を可変制御しない場合にも適用できる。また、高
周波変換回路の負荷は照明負荷に限定されるものではな
く、例えば、モータを駆動する高周波変換回路を電源に
複数台並列接続するような場合にも各高周波変換回路の
出力差を抑制することにより、各モータの速度差を抑制
することが可能となる。

また、高周波変換回路における発振用のスイッチング素
子の制御も、そのオン幅を制御するものであれば、自動
式、他励式等の方式や具体回路を問うものではない。

［発明の効果］ 本発明にあっては、上述のように、ＬＣ振動回路を含み
、スイッチング素子のオン時間幅の制御部を備えた高周
波変換回路を複数台並列運転する場合において、少なく
とも１つの高周波変換回路の出力を検出する検出部と、
この検出部の検出信号を受けて、他の高周波変換回路の
出力を補正制御する補正部とからなる出力補正手段を設
けたから、各高周波変換回路の部品定数や温度上昇にば
らつきがあっても、各高周波変換回路から負荷への出力
が大きくばらつくことを防止できるという効果がある。

なお、各高周波変換回路により照明負荷を制御し、共通
の調光信号を各高周波変換回路に供給して、各照明負荷
を調光制御するシステムに本発明を適用すれば、各照明
負荷を調光制御したときに、光出力の変化率が大きく異
なって使用者に違和感を与えるような不都合を防止でき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示すブロック回路図、第２
図は本発明の一実施例の回路図、第３図は従来例のブロ
ック回路図、第４図は他の従来例のブロック回路図、第
５図は同上に用いる調光回路の回路図、第６図は同上の
動作波形図、第７図及び第８図は同上の動作説明図、第
９図は同上に用いる点灯装置の回路図、第１０図及び第
１１図は同上の動作説明図、第１２図及び第１３図は同
上の動作波形図である。 １０Ａ、１０Ｂは高周波変換回路、１１Ａ、ＩＢは負荷
、１２Ａは検出部、１２Ｂは補正部、２は出力補正手段
である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）発振用のスイッチング素子と、このスイッチング
   素子のオン・オフ動作により電源から負荷に振動電流を
   供給するＬＣ振動回路と、スイッチング素子のオン時間
   幅を制御する制御部とを有する高周波変換回路を同一の
   電源に複数台並列接続して成るインバータ装置において
   、少なくとも１つの高周波変換回路の出力を検出する検
   出部と、この検出部の検出信号を受けて、他の高周波変
   換回路の出力を補正制御する補正部とからなる出力補正
   手段を設けたことを特徴とするインバータ装置。