JPH0228713A - 信号取得装置及び方法 - Google Patents
信号取得装置及び方法Info
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- JPH0228713A JPH0228713A JP63227624A JP22762488A JPH0228713A JP H0228713 A JPH0228713 A JP H0228713A JP 63227624 A JP63227624 A JP 63227624A JP 22762488 A JP22762488 A JP 22762488A JP H0228713 A JPH0228713 A JP H0228713A
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- signal
- frequency
- digital data
- received signal
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
- G01R33/20—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables involving magnetic resonance
- G01R33/44—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables involving magnetic resonance using nuclear magnetic resonance [NMR]
- G01R33/48—NMR imaging systems
- G01R33/54—Signal processing systems, e.g. using pulse sequences ; Generation or control of pulse sequences; Operator console
- G01R33/56—Image enhancement or correction, e.g. subtraction or averaging techniques, e.g. improvement of signal-to-noise ratio and resolution
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- General Physics & Mathematics (AREA)
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
この発明は、受信信号をサンプリング取得して種々の情
報を得るための信号取得装置及び方法に関し、特に分解
能及び精度を向上させた信号取得装置及び方法に関する
ものである。
報を得るための信号取得装置及び方法に関し、特に分解
能及び精度を向上させた信号取得装置及び方法に関する
ものである。
［従来の技術］
第１０図は、例えば磁気共鳴装置に適用した場合の従来
の信号取得装置を示すブロック図であり、図において、
Ｚ方向に静磁場を発生する磁石（１）内には被検体（２
）が配置されている。
の信号取得装置を示すブロック図であり、図において、
Ｚ方向に静磁場を発生する磁石（１）内には被検体（２
）が配置されている。
ＲＦ波（高周波）Ａを発生する発振器（３）には、ＲＦ
波Ａをパルスとして増幅するゲート変調増幅器（４）が
接続され、ゲート変調増幅器（４）には送受信切換用の
結合回路（５）か接続され、結合回路（５）には磁石（
１）内に配置されたＲＦコイル（６）が接続され、結合
回路（５）にはＲＦコイル（６）からの受信信号Ｂが入
力される増幅器（７）が接続され、増幅器（７）にはＯ
°用の位相検波器（８）及び９０゜用の位相検波器けＯ
）が接続され、発振器（３）と位相検波器（１０）との
間には９０°移相器（９）が挿入され、位相検波器（８
）及び（１０）にはそれぞれＡＤ変換器（１１）及び＜
１２）が接続され、ＡＤ変換器（１１）及び（１２）に
はメモリ（１３）か接続され、メモリ（１３）には演算
処理機能を有し且つ装置全体を制御する計算機（１４）
が接続されている。
波Ａをパルスとして増幅するゲート変調増幅器（４）が
接続され、ゲート変調増幅器（４）には送受信切換用の
結合回路（５）か接続され、結合回路（５）には磁石（
１）内に配置されたＲＦコイル（６）が接続され、結合
回路（５）にはＲＦコイル（６）からの受信信号Ｂが入
力される増幅器（７）が接続され、増幅器（７）にはＯ
°用の位相検波器（８）及び９０゜用の位相検波器けＯ
）が接続され、発振器（３）と位相検波器（１０）との
間には９０°移相器（９）が挿入され、位相検波器（８
）及び（１０）にはそれぞれＡＤ変換器（１１）及び＜
１２）が接続され、ＡＤ変換器（１１）及び（１２）に
はメモリ（１３）か接続され、メモリ（１３）には演算
処理機能を有し且つ装置全体を制御する計算機（１４）
が接続されている。
計算機（１４）には傾斜磁場電源（１５）が接続され、
傾斜磁場電源（１５）には磁石（１）内に配置された傾
斜磁場コイル（１６）が接続され、又、計算機（１４）
には種々の情報を表示する表示装置が接続されている。
傾斜磁場電源（１５）には磁石（１）内に配置された傾
斜磁場コイル（１６）が接続され、又、計算機（１４）
には種々の情報を表示する表示装置が接続されている。
次に、受信信号Ｂとして被検体（２）からＮＭＲ信号を
取得する場合を例にとり、第１０図に示した従来の信号
取得装置の動作について説明する。
取得する場合を例にとり、第１０図に示した従来の信号
取得装置の動作について説明する。
発振器（３）からのＲＦ波Ａは、ゲート変調増幅器（４
）でパルス化され、更に、結合回路（５）を介してＲ，
Ｆコイルく６）に印加され、Ｒ，Ｆパルスとなって被検
体（２）に照射される。これにより、被検体（２）内の
原子核は励起状態となり、元の熱平衡状態に戻るとき受
信信号Ｂを発生する。
）でパルス化され、更に、結合回路（５）を介してＲ，
Ｆコイルく６）に印加され、Ｒ，Ｆパルスとなって被検
体（２）に照射される。これにより、被検体（２）内の
原子核は励起状態となり、元の熱平衡状態に戻るとき受
信信号Ｂを発生する。
受信信号ＢはＲＦコイル（６）で検出され、結合回路（
５）及び増幅器（７）を介して位相検波器（８）及び（
１０）に入力される。このとき、検波用の参照信号とし
て、位相検波器（８）はＲＦ波Ａをそのまま使用し、位
相検波器（１０）は９０°移相器（９）を介して位相が
９０°ずれたＲＦ波Ａを使用しているため、受信信号Ｂ
は直角検波される。
５）及び増幅器（７）を介して位相検波器（８）及び（
１０）に入力される。このとき、検波用の参照信号とし
て、位相検波器（８）はＲＦ波Ａをそのまま使用し、位
相検波器（１０）は９０°移相器（９）を介して位相が
９０°ずれたＲＦ波Ａを使用しているため、受信信号Ｂ
は直角検波される。
次に、受信信号Ｂは、ＡＤ変換器（１１）及び（１２）
により、必要な周波数帯域に対応した所定のサンプリン
グ周波数ｆｓでサンプリングされ、ディジタルデータＤ
１及びＤ２となってメモリ（１３）に記憶蓄積される。
により、必要な周波数帯域に対応した所定のサンプリン
グ周波数ｆｓでサンプリングされ、ディジタルデータＤ
１及びＤ２となってメモリ（１３）に記憶蓄積される。
その後、ディジタルデータＤＩ及びＤ２は、計算機（１
４）に転送されて、例えばフーリエ変換法や最大エント
ロピー法などのスペクトル解析演算処理がなされ、周波
数スペクトル又は画像などの所望の分布情報を得るため
の信号となる。
４）に転送されて、例えばフーリエ変換法や最大エント
ロピー法などのスペクトル解析演算処理がなされ、周波
数スペクトル又は画像などの所望の分布情報を得るため
の信号となる。
磁気共鳴装置がＭＲＩ（磁気共鳴映像装置）の場合、計
算機（１４）は、受信信号ＢのディジタルデータＤ、及
びＤ２を２次元フーリエ変換して画像を再構成するため
、傾斜磁場電源（１５）を制御して傾斜磁場コイル（１
６）から所定シーケンスの傾斜磁場を発生させ、受信信
号Ｂに原子核スピンの位置情報を持たせている。
算機（１４）は、受信信号ＢのディジタルデータＤ、及
びＤ２を２次元フーリエ変換して画像を再構成するため
、傾斜磁場電源（１５）を制御して傾斜磁場コイル（１
６）から所定シーケンスの傾斜磁場を発生させ、受信信
号Ｂに原子核スピンの位置情報を持たせている。
第１１図は、例えば英国特許第２０７９９４６号明細書
に記載された、フーリエ変換イメージング法に用いられ
る受信信号Ｂの取得用パルスシーケンス図である。
に記載された、フーリエ変換イメージング法に用いられ
る受信信号Ｂの取得用パルスシーケンス図である。
この場合、ＲＦパルスは９０°パルスであり、直交３軸
（Ｘ、Ｙ、Ｚ）方向の傾斜磁場Ｇ ｘ 、 Ｇ ｙ及び
Ｇｚのうち、Ｇｚはスライス磁場、Ｇｘは位相エンコー
ド磁場、Ｇｙは周波数エンコード磁場である。尚、フー
リエ変換イメージング法については、例えはｒＮＭＲ医
学」（核磁気共鳴医学研究会績、丸首発行）の第５４頁
〜第５６頁に詳述されているので、ここては説明しない
。
（Ｘ、Ｙ、Ｚ）方向の傾斜磁場Ｇ ｘ 、 Ｇ ｙ及び
Ｇｚのうち、Ｇｚはスライス磁場、Ｇｘは位相エンコー
ド磁場、Ｇｙは周波数エンコード磁場である。尚、フー
リエ変換イメージング法については、例えはｒＮＭＲ医
学」（核磁気共鳴医学研究会績、丸首発行）の第５４頁
〜第５６頁に詳述されているので、ここては説明しない
。
第１１図のように、位相エンコード磁場Ｇｘ及び周波数
エンコード磁場Ｇｙを印加することにより、サンプリン
グ期間に受信される受信信号Ｂには、励起された原子核
スピンの位置情報が与えられる。
エンコード磁場Ｇｙを印加することにより、サンプリン
グ期間に受信される受信信号Ｂには、励起された原子核
スピンの位置情報が与えられる。
従って、ディジタルデータＤ１及びＤ２をフーリエ変換
して得られた信号に基づいて、フーリエ変換イメージン
グ法により原子核スピンの分布像が再構成され、この画
像は表示装置（１７）により表示される。
して得られた信号に基づいて、フーリエ変換イメージン
グ法により原子核スピンの分布像が再構成され、この画
像は表示装置（１７）により表示される。
フーリエ変換イメージング法によりＮＸＮ画素の磁気共
鳴画像を得るためには、位相エンコード磁場ＧｘをＮ回
系統的に変化させ（破線参照）、Ｎ通りの受信信号Ｂを
ＡＤ変換器（１１）及び（１２）でそれぞれＮ回すンプ
リングする必要がある。そして、得られたＮＸＮのデー
タＦ （ｕ、ｖ）を２次元フーリエ逆変換して画像ｆ（
ｘ、ｙ）を得る。但し、Ｕは位相エンコード方向、Ｖは
時間サンプリング方向に対応しており、ｕ＝ Ｌ 、２
、− 、Ｎ、且つ、ｖ＝ １．２ 、・＝ 、Ｎである
。ここで、ディジタルデータＤ１及びＤ２をフーリエ変
換して得られる受信信号列は、磁気共鳴画像の空間周波
数表現（画像を２次元フーリエ変換した結果）になって
いる。
鳴画像を得るためには、位相エンコード磁場ＧｘをＮ回
系統的に変化させ（破線参照）、Ｎ通りの受信信号Ｂを
ＡＤ変換器（１１）及び（１２）でそれぞれＮ回すンプ
リングする必要がある。そして、得られたＮＸＮのデー
タＦ （ｕ、ｖ）を２次元フーリエ逆変換して画像ｆ（
ｘ、ｙ）を得る。但し、Ｕは位相エンコード方向、Ｖは
時間サンプリング方向に対応しており、ｕ＝ Ｌ 、２
、− 、Ｎ、且つ、ｖ＝ １．２ 、・＝ 、Ｎである
。ここで、ディジタルデータＤ１及びＤ２をフーリエ変
換して得られる受信信号列は、磁気共鳴画像の空間周波
数表現（画像を２次元フーリエ変換した結果）になって
いる。
一般に、画像の空間周波数成分は、例えば「テレビジョ
ン学会誌」〈第３７巻、第８号、１９８３年）に記載さ
れているように、低周波成分に集中することが分かって
いる。従って、空間周波数の直流成分に最もエネルギか
集中し、高周波に向かうにつれて指数関数的にエネルギ
が減少する。実際に取得される受信信号Ｂもこれと同様
の傾向を示す。
ン学会誌」〈第３７巻、第８号、１９８３年）に記載さ
れているように、低周波成分に集中することが分かって
いる。従って、空間周波数の直流成分に最もエネルギか
集中し、高周波に向かうにつれて指数関数的にエネルギ
が減少する。実際に取得される受信信号Ｂもこれと同様
の傾向を示す。
第１２図は受信信号Ｂの直流成分を通る１ライン（位相
エンコード磁場Ｇｘが零のとき）の理想波形を示し、（
ｂ）は（ａ）の中央部を時間（横）軸方向に拡大した波
形図であり、ＡＤ変換器（１１）及び（１２）の量子化
誤差が存在しないときの、例えばＮ（−２５６）点のデ
ィジタルデータＤ、及びＤ２に対応している。
エンコード磁場Ｇｘが零のとき）の理想波形を示し、（
ｂ）は（ａ）の中央部を時間（横）軸方向に拡大した波
形図であり、ＡＤ変換器（１１）及び（１２）の量子化
誤差が存在しないときの、例えばＮ（−２５６）点のデ
ィジタルデータＤ、及びＤ２に対応している。
第１３図は、第１２図のディジタルデータＤ１及びＤ２
に対し、サンプリング点数Ｎの長さの１次元フーリエ変
換をして得られる信号の波形図である。この場合、信号
波形は理想的な矩形波となり、矩形部分の中心部は直流
周波数に相当し、又、中心部の両側は低周波数に相当し
、中心部から離れるにつれて高周波数に相当している。
に対し、サンプリング点数Ｎの長さの１次元フーリエ変
換をして得られる信号の波形図である。この場合、信号
波形は理想的な矩形波となり、矩形部分の中心部は直流
周波数に相当し、又、中心部の両側は低周波数に相当し
、中心部から離れるにつれて高周波数に相当している。
尚、フーリエ変換は複素フーリエ変換であり、虚数部の
波形も同様に存在するが、ここでは説明を簡略化するた
め実数部のみを示す。
波形も同様に存在するが、ここでは説明を簡略化するた
め実数部のみを示す。
第１４図は第１２図に対応して実際に得られるディジタ
ルデータＤ、及びＤ２の波形図であり、振幅に対する有
効ビット数が４ビツトの場合を示している。
ルデータＤ、及びＤ２の波形図であり、振幅に対する有
効ビット数が４ビツトの場合を示している。
このとき、ＡＤ変換器（１１）及び（１２）は、ＡＤ変
換時にオーバフローが生しないように、受信信号Ｂの最
大値がディジタルデータＤ１及びＤ２の最大値となるよ
うに設定されている。従って、中央部のピーク信号ｏｐ
がＡＤ変換器（１１）及び（１２）における最大データ
として変換され、ピーク信号ＢＰの両側の小振幅成分は
量子化ステップの範囲（量子化誤差）内に埋もれて情報
が失われてしまう。
換時にオーバフローが生しないように、受信信号Ｂの最
大値がディジタルデータＤ１及びＤ２の最大値となるよ
うに設定されている。従って、中央部のピーク信号ｏｐ
がＡＤ変換器（１１）及び（１２）における最大データ
として変換され、ピーク信号ＢＰの両側の小振幅成分は
量子化ステップの範囲（量子化誤差）内に埋もれて情報
が失われてしまう。
このように高周波成分の情報が失われたディジタルデー
タＤ、及びＤ２をフーリエ変換した結果は第１５図のよ
うになり、理想的な場合（第１３図）と比べて、矩形部
の立ち上かり及び立ち下がりが鈍り、且つ量子化誤差に
よる雑音が生じてしまう。
タＤ、及びＤ２をフーリエ変換した結果は第１５図のよ
うになり、理想的な場合（第１３図）と比べて、矩形部
の立ち上かり及び立ち下がりが鈍り、且つ量子化誤差に
よる雑音が生じてしまう。
又、磁気共鳴装置がＭＲＩではなく、周波数スペクトル
を得るためのスペクトロスコピーである場合、受信信号
Ｂはフーリエ変換イメージンク法で得られる信号のうち
の直流成分を通るライン上の１次元信号と等しい。この
場合、ディジタルデータＤＩ及びＤ２は、例えばそのま
ま１次元又は２次元フーリエ変換される。
を得るためのスペクトロスコピーである場合、受信信号
Ｂはフーリエ変換イメージンク法で得られる信号のうち
の直流成分を通るライン上の１次元信号と等しい。この
場合、ディジタルデータＤＩ及びＤ２は、例えばそのま
ま１次元又は２次元フーリエ変換される。
以上のように、受信信号ＢがＮＭＲ信号の場合は、受信
信号Ｂに基づいて画像構成又は周波数スペクトル分析す
ることができる。
信号Ｂに基づいて画像構成又は周波数スペクトル分析す
ることができる。
次に、受信信号ＢがＦＩＤ（自由誘導減衰）信号の場合
を例にとり、受信信号Ｂの時間成分データからスピン−
スピン緩和時間Ｔ２＊を直接束める信号処理方法につい
て説明する。
を例にとり、受信信号Ｂの時間成分データからスピン−
スピン緩和時間Ｔ２＊を直接束める信号処理方法につい
て説明する。
この場合、第１１図のパルスシーケンスにおいて、傾斜
磁場Ｇ ｚ 、 Ｇ ｘ及びＧｙを全く印加せず、９０
°のＲＦパルスを印加した直後からＦＩＤ信号を受信信
号Ｂとして受信する。
磁場Ｇ ｚ 、 Ｇ ｘ及びＧｙを全く印加せず、９０
°のＲＦパルスを印加した直後からＦＩＤ信号を受信信
号Ｂとして受信する。
第１６図はＡＤ変換器（１１）及び（１２）の量子化誤
差が存在しないときの、例えばＮ （−２５６）点の受
信信号ＢのディジタルデータＤ、及びＤ２に対応する波
形図である。この場合、ＲＦパルスの印加中は受信信号
Ｂは受信されないので、初期振幅Ｍから受信された波形
となる。
差が存在しないときの、例えばＮ （−２５６）点の受
信信号ＢのディジタルデータＤ、及びＤ２に対応する波
形図である。この場合、ＲＦパルスの印加中は受信信号
Ｂは受信されないので、初期振幅Ｍから受信された波形
となる。
第１７図は第１６図の波形から得られる理想的なエンベ
ロープを示し、被検体（２）のスピン−スピン緩和時間
Ｔ２’は、初期振幅Ｍが（１／ｅ）に減衰するまでの時
間τとして求められる。
ロープを示し、被検体（２）のスピン−スピン緩和時間
Ｔ２’は、初期振幅Ｍが（１／ｅ）に減衰するまでの時
間τとして求められる。
第１８図は第１６図に対応して実際に得られるディジタ
ルデータＤ１及びＤ２の波形図であり、前述と同様に最
大初期振幅Ｍに対する有効ヒツト数か４ビツトの場合を
示しており。この場合も、小振幅のデータは量子化誤差
に埋もれてしまう。
ルデータＤ１及びＤ２の波形図であり、前述と同様に最
大初期振幅Ｍに対する有効ヒツト数か４ビツトの場合を
示しており。この場合も、小振幅のデータは量子化誤差
に埋もれてしまう。
従って、第１８図の波形から得られるエンベロープは第
１９図のようになり、τ−１゛２′から求められるスピ
ン−スピン緩和時間Ｔ２＊の誤差も大きいことが分かる
。
１９図のようになり、τ−１゛２′から求められるスピ
ン−スピン緩和時間Ｔ２＊の誤差も大きいことが分かる
。
［発明が解決しようとする課題］
従来の信号取得装置及び方法は以上のように、ＡＤ変換
器（１１）及び（１２）において、受信信号Ｂの最大値
がディジタルデータＤ１及びＤ２の最大値となるように
変換しているので、大部分の受信信号ＢはＡＤ変換器（
１１）及びり１２）の量子化誤差内に埋もれて検出でき
ず、周波数スペクトル分析の分解能又は時間的情報の取
得精度が劣化するという問題点があった。
器（１１）及び（１２）において、受信信号Ｂの最大値
がディジタルデータＤ１及びＤ２の最大値となるように
変換しているので、大部分の受信信号ＢはＡＤ変換器（
１１）及びり１２）の量子化誤差内に埋もれて検出でき
ず、周波数スペクトル分析の分解能又は時間的情報の取
得精度が劣化するという問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、小振幅の受信信号を検出できるようにして、
周波数スペクトル分析の分解能及び時間的情報の取得精
度を向上させた信号取得装置及び方法を得ることを目的
とする。
たもので、小振幅の受信信号を検出できるようにして、
周波数スペクトル分析の分解能及び時間的情報の取得精
度を向上させた信号取得装置及び方法を得ることを目的
とする。
［課題を解決するための手段］
この発明に係る信号取得装置は、所定周波数の既知信号
を発生する既知信号発生手段と、受信信号に既知信号を
加算して混合信号を生成する加算手段と、混合信号をデ
ィジタルデータに変換するＡＤ変換器と、ＡＤ変換器を
制御して混合信号を所定のサンプリング周波数の２倍以
上の周波数てオーバサンプリングすると共にディジタル
データに基づいて演算処理を行なう計算機とを備えたも
のである。
を発生する既知信号発生手段と、受信信号に既知信号を
加算して混合信号を生成する加算手段と、混合信号をデ
ィジタルデータに変換するＡＤ変換器と、ＡＤ変換器を
制御して混合信号を所定のサンプリング周波数の２倍以
上の周波数てオーバサンプリングすると共にディジタル
データに基づいて演算処理を行なう計算機とを備えたも
のである。
又、この発明に係る第１の信号取得方法は、受信信号に
所定周波数の既知信号を加算して混合信号を得るステッ
プと、混合信号を所定のサンプリング周波数の２倍以上
の周波数でオーバサンプリングしてディジタルデータを
得るステップとを備えたものである。
所定周波数の既知信号を加算して混合信号を得るステッ
プと、混合信号を所定のサンプリング周波数の２倍以上
の周波数でオーバサンプリングしてディジタルデータを
得るステップとを備えたものである。
又、この発明に係る第２の信号取得方法は、第１の信号
取得方法に、更にディジタルデータを周波数スペクトル
に変換するステップを設けたものである。
取得方法に、更にディジタルデータを周波数スペクトル
に変換するステップを設けたものである。
又、この発明に係る第３の信号取得方法は、第１の信号
取得方法に、更にディジタルデータをディジタルフィル
タ処理するステップを設けたものである。
取得方法に、更にディジタルデータをディジタルフィル
タ処理するステップを設けたものである。
［作用］
この発明においては、既知信号の加算により小振幅の受
信信号のレベルを上げると共に、オーバサンプリングに
より、高周波成分に相当する小振幅の受信信号を高分解
能に検出する６ 又、この発明においては、高精度に周波数スペクトル分
析を行なう。
信信号のレベルを上げると共に、オーバサンプリングに
より、高周波成分に相当する小振幅の受信信号を高分解
能に検出する６ 又、この発明においては、高精度に周波数スペクトル分
析を行なう。
又、この発明においては、ディジタルフィルタ処理によ
り高精度に時間的情報を取得する。
り高精度に時間的情報を取得する。
［実施例］
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図はこの発明による磁気共鳴装置即ち信号取得装置の一
実施例を示すブロック図であり、（１）〜（１３）及び
（１５）〜（１７）は前述と同様のものである。
図はこの発明による磁気共鳴装置即ち信号取得装置の一
実施例を示すブロック図であり、（１）〜（１３）及び
（１５）〜（１７）は前述と同様のものである。
既知信号発生手段としての関数発生器（１８）は、所定
周波数の既知信号Ｅを発生するようになっている。加算
手段としてのコンバイナ（１９）は、受信信号Ｂに既知
信号Ｅを加算して混合信号Ｃを生成するようになってい
る。
周波数の既知信号Ｅを発生するようになっている。加算
手段としてのコンバイナ（１９）は、受信信号Ｂに既知
信号Ｅを加算して混合信号Ｃを生成するようになってい
る。
メモリ（１３）と並列に設けられた増設メモリ（２０）
は、ＡＤ変換器り１１）及び（１２）てオーバサンプリ
ングされたディジタルデータＤ１′及びＤ２′を蓄積す
るようになっている。
は、ＡＤ変換器り１１）及び（１２）てオーバサンプリ
ングされたディジタルデータＤ１′及びＤ２′を蓄積す
るようになっている。
関数発生器（１８）、コンバイナ（１９）及び増設メモ
リ（２０）を含む装置全体を制御する計算機（２４）は
、ＡＤ変換器（１１）及び（１２）に対してオーバサン
プリング指令を行なうと共に、ディジタルデータＤ及び
Ｄ２′に基づいて所定の演算処理を行なうようになって
いる。
リ（２０）を含む装置全体を制御する計算機（２４）は
、ＡＤ変換器（１１）及び（１２）に対してオーバサン
プリング指令を行なうと共に、ディジタルデータＤ及び
Ｄ２′に基づいて所定の演算処理を行なうようになって
いる。
以下、前述と同様にＮＭＲ信号に基づいて画像を構成す
る場合を例にとり、この発明の一実施例について説明す
る。
る場合を例にとり、この発明の一実施例について説明す
る。
第２図はこの発明による信号取得方法の一実施例を説明
するためのフローチャート図である。第３図及び第４図
は第１図の装置により得られる受信信号（ＮＭＲ信号）
のディジタルデータ及びフーリエ変換後の信号を示す波
形図であり、それぞれ第１２図及び第１３図に対応して
いる。尚、受信信号Ｂを取得するためのパルスシーケン
スは第１１図に示した通りである。
するためのフローチャート図である。第３図及び第４図
は第１図の装置により得られる受信信号（ＮＭＲ信号）
のディジタルデータ及びフーリエ変換後の信号を示す波
形図であり、それぞれ第１２図及び第１３図に対応して
いる。尚、受信信号Ｂを取得するためのパルスシーケン
スは第１１図に示した通りである。
ます、計算機（２４）内に通常のサンプリング条件、即
ち、必要な周波数帯域に対応した所定のサンプリング周
波数ｆｓ及びサンプリング点数Ｎ等を初期設定し、関数
発生器（１８）から、例えば正弦波形で且つ所定周波数
の既知信号Ｅを生成させる（ステップＳ］）。
ち、必要な周波数帯域に対応した所定のサンプリング周
波数ｆｓ及びサンプリング点数Ｎ等を初期設定し、関数
発生器（１８）から、例えば正弦波形で且つ所定周波数
の既知信号Ｅを生成させる（ステップＳ］）。
ここては、既知信号Ｅの周波数はＲＦ波Ａの周波数と通
常のサンプリング周波数ｆｓとの和に相当し、又、その
振幅はＡＤ変換器（１１）及び＜１２）の量子化レベル
幅に相当している。
常のサンプリング周波数ｆｓとの和に相当し、又、その
振幅はＡＤ変換器（１１）及び＜１２）の量子化レベル
幅に相当している。
この既知信号Ｅは、コンバイナ（１９）により受信信号
Ｂと加算されて混合信号Ｃとなり、更に、位相検波器（
８）及び（１０）により検波されて混合信号Ｃ′となる
（ステップＳ２）。このとき、検波後の混合信号Ｃ′に
含まれる既知信号Ｅ′の周波数は、検波前の既知信号Ｅ
の周波数からＲＦ波Ａの周波数が除去されるため、通常
のサンプリング周波数ｆｓと−・致する。
Ｂと加算されて混合信号Ｃとなり、更に、位相検波器（
８）及び（１０）により検波されて混合信号Ｃ′となる
（ステップＳ２）。このとき、検波後の混合信号Ｃ′に
含まれる既知信号Ｅ′の周波数は、検波前の既知信号Ｅ
の周波数からＲＦ波Ａの周波数が除去されるため、通常
のサンプリング周波数ｆｓと−・致する。
次に、計算機（２４）からのオーバサンプリング指令に
基づいて、ＡＤ変換器（１１）及び（１２）により混合
信号Ｃ′のオーバサンプリングを行なう（ステップＳ３
）。この実施例では、オーバサンプリング周波数は例え
ば所定のサンプリング周波数ｆｓの８倍の周波数８ｆｓ
に設定され、サンプリング点数は８Ｎ（−２０４８）と
なる。
基づいて、ＡＤ変換器（１１）及び（１２）により混合
信号Ｃ′のオーバサンプリングを行なう（ステップＳ３
）。この実施例では、オーバサンプリング周波数は例え
ば所定のサンプリング周波数ｆｓの８倍の周波数８ｆｓ
に設定され、サンプリング点数は８Ｎ（−２０４８）と
なる。
こうして得られたディジタルデータＤ１′及びＤ２′は
、第３図のようにサンプリング周波数ｆｓと等しい周波
数の既知信号Ｅ′を含んでいる。従って、受信信号Ｂに
含まれる小振幅の信号は、既知信号Ｅ′の正弦関数に従
って確実に検出され、ディジタルデータＤ、′及びＤ２
′としてメモリ（１３）及び増設メモリ（２０）に蓄積
される。
、第３図のようにサンプリング周波数ｆｓと等しい周波
数の既知信号Ｅ′を含んでいる。従って、受信信号Ｂに
含まれる小振幅の信号は、既知信号Ｅ′の正弦関数に従
って確実に検出され、ディジタルデータＤ、′及びＤ２
′としてメモリ（１３）及び増設メモリ（２０）に蓄積
される。
次に、計算機（２４）は、メモリ（１３）及び増設メモ
リ（２０）からディジタルデータＤ＋’及びＤ２′を取
り込み、サンプリング点数８Ｎの長さの１次元フーリエ
変換を行ない（ステップＳ４）、実際に必要な中央部（
直流成分及び低周波成分）のＮ（・２５６）点のみを抽
出し、第４図のような信号波形を得る。
リ（２０）からディジタルデータＤ＋’及びＤ２′を取
り込み、サンプリング点数８Ｎの長さの１次元フーリエ
変換を行ない（ステップＳ４）、実際に必要な中央部（
直流成分及び低周波成分）のＮ（・２５６）点のみを抽
出し、第４図のような信号波形を得る。
第４図の波形は、第１５図の従来波形と比べれば明らか
なように、高周波成分に相当する小振幅情報かフーリエ
変換に寄与しているため、矩形部分の立ち上がり及び立
ち下がりが鋭くなっている。
なように、高周波成分に相当する小振幅情報かフーリエ
変換に寄与しているため、矩形部分の立ち上がり及び立
ち下がりが鋭くなっている。
又、既知信号Ｅ′の周波数（−ｆｓ）が十分高く設定さ
れているため、フーリエ変換後の中央部の波形に影響を
及ぼすことはない。
れているため、フーリエ変換後の中央部の波形に影響を
及ぼすことはない。
こうして１ライン方向にフーリエ変換された信号（第４
図参照）を、前述のように位相エンコード磁場ＧｘをＮ
回変化させて取得しく第１１図参照）、これらを縦方向
フーリエ変換して、フーリエ変換イメージング処理等に
用いる（ステップＳ５）。これにより、高分解能のＮＸ
Ｎの２次元画像を再構成することがてきる。
図参照）を、前述のように位相エンコード磁場ＧｘをＮ
回変化させて取得しく第１１図参照）、これらを縦方向
フーリエ変換して、フーリエ変換イメージング処理等に
用いる（ステップＳ５）。これにより、高分解能のＮＸ
Ｎの２次元画像を再構成することがてきる。
同様に、磁気共鳴装置がスペクトロスコピーである場合
も高分解能の信号処理が可能となる。いずれの場合も、
計算機（２４）内のプログラムを変更するのみで実施で
き、特にコストアップを招くこともない。
も高分解能の信号処理が可能となる。いずれの場合も、
計算機（２４）内のプログラムを変更するのみで実施で
き、特にコストアップを招くこともない。
尚、信号取得装置として磁気共鳴装置を例にとり、受信
信号Ｂに対してフーリエ変換法又は最大エントロピー法
を実行する場合について説明したが、スペクトル分析を
目的として取得される他の受信信号Ｂに対しても適用で
きる。
信号Ｂに対してフーリエ変換法又は最大エントロピー法
を実行する場合について説明したが、スペクトル分析を
目的として取得される他の受信信号Ｂに対しても適用で
きる。
次に、第１１図のパルスシーケンス図において、傾斜磁
場Ｇｘ〜ＧＺを印加せずに受信信号ＢとしてＦＩＤ信号
を取得し、ディジタルデータＤ、′及びＤ２’から時間
的情報を直接得るためのこの発明の他の実施例について
説明する。この場合、第１図内の計算機（２４）にはデ
ィジタルフィルタ処理機能が付加される。
場Ｇｘ〜ＧＺを印加せずに受信信号ＢとしてＦＩＤ信号
を取得し、ディジタルデータＤ、′及びＤ２’から時間
的情報を直接得るためのこの発明の他の実施例について
説明する。この場合、第１図内の計算機（２４）にはデ
ィジタルフィルタ処理機能が付加される。
第５図はスピン−スピン緩和時間Ｔ２”を求めるための
この発明の他の実施例による信号取得方法を示すフロー
チャート図である。
この発明の他の実施例による信号取得方法を示すフロー
チャート図である。
第６図は計算機（２４）内のディジタルフィルタ処理手
段（ローパスフィルタ）として用いられるＦＩＲ（有限
インパルス応答）フィルタの周波数特性図であり、横軸
が周波数、縦軸が振幅である。
段（ローパスフィルタ）として用いられるＦＩＲ（有限
インパルス応答）フィルタの周波数特性図であり、横軸
が周波数、縦軸が振幅である。
ここでは、ＦＩＲフィルタの時間軸上のインパルス応答
の長さ（係数）を、例えば以下のＨ（１）〜Ｈ（３５）
のように３５に設定している。
の長さ（係数）を、例えば以下のＨ（１）〜Ｈ（３５）
のように３５に設定している。
Ｈ（１）−Ｈ（３５）＃−１．２３Ｘ１０−’Ｈ（２＞
−Ｈ（３４）′；−２．３１ｘｌＯ−３Ｈ（３＞−〇
（３３）ζ−３，９９ｘ１．０−３Ｈ（４）＝ Ｈ（３
２）片−５，９０Ｘ １Ｏ−３Ｈ（５）−Ｈ（３１）勾
−７，６２ｘ １０−’Ｈ（６＝Ｈ（３０Ｌ−−８，５
６Ｘ１０−’Ｈ（７＝Ｈ（２９＃−７．９６Ｘ１０−’
Ｈ（８＝Ｈ（２８円−５，０８ｘ １Ｏ−３Ｈ（９＝Ｈ
（２７＃７．３３Ｘ１０−’Ｈ（１０＝ Ｈ（２６＃９
．８３Ｘ １０−’Ｈ（１１）−Ｈ（２５娩２．２２Ｘ
１Ｏ−２Ｈ（１２＝Ｈ（２４＝３．７２ｘｌＯ−”Ｈ
（１，３＝ Ｈ（２３−５，３９Ｘ １Ｏ−２Ｈ（１４
＝ Ｈ（２２均７．１０Ｘ １Ｏ−２Ｈ（１５＝ Ｈ（
２１）＝８．６５ｘ １０−’Ｈ（１６＝ ）（（２０
）玉９．９１Ｘ １Ｏ−２Ｈ（１７＝ Ｈ（１９）ζ１
．０７Ｘ１０Ｈ（１８嬌１．１０Ｘ１０ 以上の係数Ｈ（１）〜Ｈ（３５）を時間軸上でフーリエ
変換すると、第６図のようなローパスフィルタとしての
周波数特性が得られる。
−Ｈ（３４）′；−２．３１ｘｌＯ−３Ｈ（３＞−〇
（３３）ζ−３，９９ｘ１．０−３Ｈ（４）＝ Ｈ（３
２）片−５，９０Ｘ １Ｏ−３Ｈ（５）−Ｈ（３１）勾
−７，６２ｘ １０−’Ｈ（６＝Ｈ（３０Ｌ−−８，５
６Ｘ１０−’Ｈ（７＝Ｈ（２９＃−７．９６Ｘ１０−’
Ｈ（８＝Ｈ（２８円−５，０８ｘ １Ｏ−３Ｈ（９＝Ｈ
（２７＃７．３３Ｘ１０−’Ｈ（１０＝ Ｈ（２６＃９
．８３Ｘ １０−’Ｈ（１１）−Ｈ（２５娩２．２２Ｘ
１Ｏ−２Ｈ（１２＝Ｈ（２４＝３．７２ｘｌＯ−”Ｈ
（１，３＝ Ｈ（２３−５，３９Ｘ １Ｏ−２Ｈ（１４
＝ Ｈ（２２均７．１０Ｘ １Ｏ−２Ｈ（１５＝ Ｈ（
２１）＝８．６５ｘ １０−’Ｈ（１６＝ ）（（２０
）玉９．９１Ｘ １Ｏ−２Ｈ（１７＝ Ｈ（１９）ζ１
．０７Ｘ１０Ｈ（１８嬌１．１０Ｘ１０ 以上の係数Ｈ（１）〜Ｈ（３５）を時間軸上でフーリエ
変換すると、第６図のようなローパスフィルタとしての
周波数特性が得られる。
第７図は受信信号Ｂ（ＦＥＤ信号）のディジタルデータ
Ｄｌ′及びＤ２′を第６図のＦＩＲフィルタによりディ
ジタルフィルタ処理した後の波形、第８図は第７図のエ
ンベロープを示し、これら第７図及び第８図はそれぞれ
前述の第１６図及び第１７図に対応している。
Ｄｌ′及びＤ２′を第６図のＦＩＲフィルタによりディ
ジタルフィルタ処理した後の波形、第８図は第７図のエ
ンベロープを示し、これら第７図及び第８図はそれぞれ
前述の第１６図及び第１７図に対応している。
第５図において、初期設定ステップＳ１からオーバサン
プリングステップＳ３までは前述した通りでなのでここ
では説明しない。
プリングステップＳ３までは前述した通りでなのでここ
では説明しない。
計算機（２４）は、メモリ（１３）及び増設メモリ（２
０）に蓄積されたディジタルデータＤ１′及びＤ２′を
取り込み、サンプリング点数８Ｎの長さのデータに対し
て、ＦＩＲフィルタ？、コよりディジタルフィルタ処理
を実行する（ステップＳ６）。
０）に蓄積されたディジタルデータＤ１′及びＤ２′を
取り込み、サンプリング点数８Ｎの長さのデータに対し
て、ＦＩＲフィルタ？、コよりディジタルフィルタ処理
を実行する（ステップＳ６）。
このディジタルフィルタ処理は、高分解能に得られたデ
ィジタルデータＤ１′及びＤ２′に基づいて、コンボリ
ューション（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ）演算により、高
精度に実行される。又、ＦＩＲフィルタは第６図のよう
に直流及び低周波数以外の周波数を除去するので、十分
高い周波数（例えば、サンプリング周波数ｆｓ）に設定
された既知信号Ｅ′が除去され、第７図のように理想的
波形（第１６図）に近似したディジタルデータＤ１′及
びＤ２’の波形が得られる。
ィジタルデータＤ１′及びＤ２′に基づいて、コンボリ
ューション（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ）演算により、高
精度に実行される。又、ＦＩＲフィルタは第６図のよう
に直流及び低周波数以外の周波数を除去するので、十分
高い周波数（例えば、サンプリング周波数ｆｓ）に設定
された既知信号Ｅ′が除去され、第７図のように理想的
波形（第１６図）に近似したディジタルデータＤ１′及
びＤ２’の波形が得られる。
従って、第７図の波形に対するエンベロープも第８図の
ように理想的波形（第１７図）と近似した波形となる。
ように理想的波形（第１７図）と近似した波形となる。
最後に、初期振幅Ｍの（１／ｅ）になるまでの時間τを
スピン−スピン緩和時間Ｔ２＊（−τ）として求めるく
ステップＳ７）。このとき、エンベロープの波形に含ま
れる時間的データの誤差が少ないので、スピン−スピン
緩和時間Ｔ２”は高精度に求められる。
スピン−スピン緩和時間Ｔ２＊（−τ）として求めるく
ステップＳ７）。このとき、エンベロープの波形に含ま
れる時間的データの誤差が少ないので、スピン−スピン
緩和時間Ｔ２”は高精度に求められる。
尚、ここで用いられるＦＩＲフィルタのインパルス応答
係数は３５に限らず他の値でもよく、既知信号Ｅ′の周
波数を除去するものてあれば、他のディジタルフィルタ
又はバンドパスフィルタを用いてもよい。
係数は３５に限らず他の値でもよく、既知信号Ｅ′の周
波数を除去するものてあれば、他のディジタルフィルタ
又はバンドパスフィルタを用いてもよい。
又、受信信号ＢとしてＦＩＤ信号を対象にしたが、ディ
ジタルデータＤｌ′及びＤ２’に変換されて上述と同様
に時間的情報が扱われる他の受信信号Ｂに対しても適用
できる。
ジタルデータＤｌ′及びＤ２’に変換されて上述と同様
に時間的情報が扱われる他の受信信号Ｂに対しても適用
できる。
又、第５図のステップＳ６において、サンプリング点数
８Ｎの長さのディジタルデータ入力から、同じ＜８Ｎの
長さのＦＩＲフィルタ出力を得たが、エンベロープを求
める前に、ＦＩＲフィルタ出力を１／８に間引いてもよ
い。この場合、扱うデータ数を１７８に軽減することが
てきる。
８Ｎの長さのディジタルデータ入力から、同じ＜８Ｎの
長さのＦＩＲフィルタ出力を得たが、エンベロープを求
める前に、ＦＩＲフィルタ出力を１／８に間引いてもよ
い。この場合、扱うデータ数を１７８に軽減することが
てきる。
又、間引いた後の長さＮのデータをフーリエ変換して周
波数スペクトル分析してもよい。
波数スペクトル分析してもよい。
更に、第９図のようにサンプリング点数８Ｎの長さのフ
ーリエ変換ステップＳ４の後に、点数８Ｎの長さのディ
ジタルフィルタ処理を行ない（ステップＳ８）、続いて
点数８Ｎの長さの逆フーリエ変換を行ないくステップＳ
９）、更にステップＳＩＯによりデータ数を１／８に間
引いてもよい。
ーリエ変換ステップＳ４の後に、点数８Ｎの長さのディ
ジタルフィルタ処理を行ない（ステップＳ８）、続いて
点数８Ｎの長さの逆フーリエ変換を行ないくステップＳ
９）、更にステップＳＩＯによりデータ数を１／８に間
引いてもよい。
この場合、ディジタルフィルタ処理ステップＳ８が周波
数領域て行なわれ、又、逆フーリエ変換ステップＳ９に
より時間的情報が高精度に再現されるため、スピン−ス
ピン緩和時間Ｔ２＊に限らず、他の時間的情報を高精度
に求めることがてきる。
数領域て行なわれ、又、逆フーリエ変換ステップＳ９に
より時間的情報が高精度に再現されるため、スピン−ス
ピン緩和時間Ｔ２＊に限らず、他の時間的情報を高精度
に求めることがてきる。
尚、上記各実施例ては、所定周波数の既知信号Ｅ（Ｅ′
）として正弦波を用いたが、三角波又は鋸歯状波ても同
等の効果を奏する。
）として正弦波を用いたが、三角波又は鋸歯状波ても同
等の効果を奏する。
又、既知信号Ｅの周波数を、ＲＦ波の周波数とサンプリ
ング周波数ｆｓとの和に一致させたが、最終的に目的と
する信号を歪ませない周波数であれは他の値でもよい。
ング周波数ｆｓとの和に一致させたが、最終的に目的と
する信号を歪ませない周波数であれは他の値でもよい。
又、既知信号Ｅ （Ｅ ′）の振幅を量子化レベルの段
階幅に一致させたが、厳密に一致させる必要はない 又、既知信号発生手段として関数発生器（１８）を用い
たが、発振器（３）に接続された分周器、逓倍器、又は
混合器（いずれも図示せず）などを用いてもよい。
階幅に一致させたが、厳密に一致させる必要はない 又、既知信号発生手段として関数発生器（１８）を用い
たが、発振器（３）に接続された分周器、逓倍器、又は
混合器（いずれも図示せず）などを用いてもよい。
又、加算手段として磁気結合によるコンバイナ（１９）
を用いたが、例えは容量結合させる他の形式の加算器で
もよい。
を用いたが、例えは容量結合させる他の形式の加算器で
もよい。
又、加算手段を増幅器（７）と位相検波器（８）及び（
１０）との間に挿入したが、ＡＤ変換器（１１）及び（
１２）の入力端子側に挿入すればよい。従って、コンバ
イナ（１９）を、位相検波器（８）及び（１０）とＡＤ
変換器（１１）及び（１２）との間に挿入することもで
きる。この場合、関数発生器（１８）からの既知信号Ｅ
の周波数を、検波後の既知信号Ｅ′の周波数、即ちサン
プリング周波数ｆｓに一致させればよい。
１０）との間に挿入したが、ＡＤ変換器（１１）及び（
１２）の入力端子側に挿入すればよい。従って、コンバ
イナ（１９）を、位相検波器（８）及び（１０）とＡＤ
変換器（１１）及び（１２）との間に挿入することもで
きる。この場合、関数発生器（１８）からの既知信号Ｅ
の周波数を、検波後の既知信号Ｅ′の周波数、即ちサン
プリング周波数ｆｓに一致させればよい。
又、ＡＤ変換器（１１）及び（１２）におけるオーバサ
ンプリング用の周波数を通常のサンプリング周波数ｆｓ
の８倍に設定したが、サンプリング周波数ｆｓの２倍以
上の周波数であればよい。
ンプリング用の周波数を通常のサンプリング周波数ｆｓ
の８倍に設定したが、サンプリング周波数ｆｓの２倍以
上の周波数であればよい。
更に、受信信号Ｂを直角検波する場合について説明した
が、他の検波方法であってもよい。
が、他の検波方法であってもよい。
［発明の効果］
以上のようにこの発明によれは、所定周波数の既知信号
を発生する既知信号発生手段と、受信信号に既知信号を
加算して混合信号を生成する加算手段と、混合信号をデ
ィジタルデータに変換するＡＤ変換器と、ＡＤ変換器を
制御して混合信号を所定のサンプリング周波数の２倍以
」二の周波数でオーバサンプリングすると共にディジタ
ルデータに基づいて演算処理を行なう計算機とを設けた
ので、ＡＤ変換器の量子化有効ビット数を大きくするこ
となく、高周波成分に相当する小振幅の受信信号を高分
解能に検出てきる信号取得装置が得られる効果がある。
を発生する既知信号発生手段と、受信信号に既知信号を
加算して混合信号を生成する加算手段と、混合信号をデ
ィジタルデータに変換するＡＤ変換器と、ＡＤ変換器を
制御して混合信号を所定のサンプリング周波数の２倍以
」二の周波数でオーバサンプリングすると共にディジタ
ルデータに基づいて演算処理を行なう計算機とを設けた
ので、ＡＤ変換器の量子化有効ビット数を大きくするこ
となく、高周波成分に相当する小振幅の受信信号を高分
解能に検出てきる信号取得装置が得られる効果がある。
又、この発明の第１の方法によれは、受信信号に所定周
波数の既知信号を加算して混合信号を得るステップと、
混合信号を所定のサンプリング周波数の２倍以上の周波
数でオーバサンプリングしてディジタルデータを得るス
テップとを設けなので、小振幅の受信信号を高分解能に
検出できる信号取得方法が得られる効果がある。
波数の既知信号を加算して混合信号を得るステップと、
混合信号を所定のサンプリング周波数の２倍以上の周波
数でオーバサンプリングしてディジタルデータを得るス
テップとを設けなので、小振幅の受信信号を高分解能に
検出できる信号取得方法が得られる効果がある。
又、この発明の第２の方法によれば、第１の方法に、更
にディジタルデータを周波数スペクトルに変換するステ
ップを設けたので、高精度に周波数スペクトルを分析で
きる信号取得方法が得られる効果がある。
にディジタルデータを周波数スペクトルに変換するステ
ップを設けたので、高精度に周波数スペクトルを分析で
きる信号取得方法が得られる効果がある。
又、この発明の第３の方法によれは、第１の方法に、更
にディジタルデータをディジタルフィルタ処理するステ
ップを設けたので、高精度に時間的情報を取得できる信
号取得方法が得られる効果がある。
にディジタルデータをディジタルフィルタ処理するステ
ップを設けたので、高精度に時間的情報を取得できる信
号取得方法が得られる効果がある。
第１図はこの発明による信号取得装置の一実施例を示す
ブロック図、第２図はこの発明による第１及び第２の信
号取得方法の一実施例を示すフローチャート図、第３図
はこの発明の第１の信号取得方法により取得される受信
信号（ＮＭＲ信号）のディジタルデータを示す波形図、
第４図は第３図の波形のフーリエ変換後の信号を示す波
形図、第５図はこの発明による第３の信号取得方法の一
実施例を示すフローチャート図、第６図はこの発明によ
る第３の信号取得方法に用いられるＦＩＲフィルタの周
波数特性を示す説明図、第７図は第６図のディジタルフ
ィルタ処理により取得される受信信号（Ｆ Ｉ Ｄ信号
）のディジタルデータを示す波形図、第８図は第７図の
波形に対するエンベロープを示す波形図、第９図はこの
発明による第３の信号取得方法の他の実施例を示すフロ
ーチャート図、第１０図は従来の信号取得装置を示すブ
ロック図、第１１図は一般的な受信信号（ＮＭＲ信号）
の取得方法を示すパルスシーケンス図、第１２藺は理想
的な受信信号（Ｎ Ｍ Ｒ信号）のディジタルデータを
示す波形図、第１３図は第１２図の波形のフーリエ変換
後の信号を示す波形図、第１４図は従来装置により取得
される受信信号（Ｎ Ｍ Ｒ信号）のディジタルデータ
を示す波形図、第１５図は第１４図の波形のフーリエ変
換後の信号を示す波形図、第１６図は理想的な受信信号
（Ｆ Ｉ Ｄ信号）のディジタルデータを示す波形図、
第１７図は第１６図の波形のエンベロープを示す波形図
、第１８図は従来装置により取得される受信信号（Ｆ
Ｉ Ｄ信号）のディジタルデータを示す波形図、第１９
図は第１８図の波形のエンベロープを示す波形図である
。 （１１）、（１２）・・・ＡＤ変換器 （ＩＢ）・・・関数発生器（既知信号発生手段）（１９
）・・・コンバイナ（加算手段）（２４）・・・計算機
Ｂ・・・受信信号ｃ、ｃ’・・・混合信号
Ｅ・・・既知信号ｆｓ・・・所定のサンプリング周波
数 Ｄ１′、Ｄ２′・・・ディジタルデータＳ２・・・混合
信号を得るステップ Ｓ３・・・オーバサンプリングするステップＳ５・・・
周波数スペクトルに変換するステップＳ６、Ｓ８・・・
ディジタルフィルタ処理するステップ尚、図中、同一符
号は同−又は相当部分を示す。 昂９図 為１８図 Ｗ）１９図
ブロック図、第２図はこの発明による第１及び第２の信
号取得方法の一実施例を示すフローチャート図、第３図
はこの発明の第１の信号取得方法により取得される受信
信号（ＮＭＲ信号）のディジタルデータを示す波形図、
第４図は第３図の波形のフーリエ変換後の信号を示す波
形図、第５図はこの発明による第３の信号取得方法の一
実施例を示すフローチャート図、第６図はこの発明によ
る第３の信号取得方法に用いられるＦＩＲフィルタの周
波数特性を示す説明図、第７図は第６図のディジタルフ
ィルタ処理により取得される受信信号（Ｆ Ｉ Ｄ信号
）のディジタルデータを示す波形図、第８図は第７図の
波形に対するエンベロープを示す波形図、第９図はこの
発明による第３の信号取得方法の他の実施例を示すフロ
ーチャート図、第１０図は従来の信号取得装置を示すブ
ロック図、第１１図は一般的な受信信号（ＮＭＲ信号）
の取得方法を示すパルスシーケンス図、第１２藺は理想
的な受信信号（Ｎ Ｍ Ｒ信号）のディジタルデータを
示す波形図、第１３図は第１２図の波形のフーリエ変換
後の信号を示す波形図、第１４図は従来装置により取得
される受信信号（Ｎ Ｍ Ｒ信号）のディジタルデータ
を示す波形図、第１５図は第１４図の波形のフーリエ変
換後の信号を示す波形図、第１６図は理想的な受信信号
（Ｆ Ｉ Ｄ信号）のディジタルデータを示す波形図、
第１７図は第１６図の波形のエンベロープを示す波形図
、第１８図は従来装置により取得される受信信号（Ｆ
Ｉ Ｄ信号）のディジタルデータを示す波形図、第１９
図は第１８図の波形のエンベロープを示す波形図である
。 （１１）、（１２）・・・ＡＤ変換器 （ＩＢ）・・・関数発生器（既知信号発生手段）（１９
）・・・コンバイナ（加算手段）（２４）・・・計算機
Ｂ・・・受信信号ｃ、ｃ’・・・混合信号
Ｅ・・・既知信号ｆｓ・・・所定のサンプリング周波
数 Ｄ１′、Ｄ２′・・・ディジタルデータＳ２・・・混合
信号を得るステップ Ｓ３・・・オーバサンプリングするステップＳ５・・・
周波数スペクトルに変換するステップＳ６、Ｓ８・・・
ディジタルフィルタ処理するステップ尚、図中、同一符
号は同−又は相当部分を示す。 昂９図 為１８図 Ｗ）１９図
Claims (4)
- （１）所定周波数の既知信号を発生する既知信号発生手
段と、 受信信号に前記既知信号を加算して混合信号を生成する
加算手段と、 前記混合信号をサンプリングしてディジタルデータに変
換するＡＤ変換器と、 前記ＡＤ変換器を制御して前記混合信号を所定のサンプ
リング周波数の２倍以上の周波数でオーバサンプリング
すると共に前記ディジタルデータに基づいて演算処理を
行なう計算機と、 を備えた信号取得装置。 - （２）受信信号に所定周波数の既知信号を加算して混合
信号を得るステップと、 前記混合信号を所定のサンプリング周波数の２倍以上の
周波数でオーバサンプリングしてディジタルデータを得
るステップと、 を備えた信号取得方法。 - （３）ディジタルデータを周波数スペクトルに変換する
ステップを備えたことを特徴とする特許請求の範囲第２
項記載の信号取得方法。 - （４）ディジタルデータをディジタルフィルタ処理する
ステップを備えたことを特徴とする特許請求の範囲第２
項記載の信号取得方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63227624A JPH0228713A (ja) | 1988-04-26 | 1988-09-13 | 信号取得装置及び方法 |
| US07/343,307 US5045777A (en) | 1988-04-26 | 1989-04-26 | Electric signal producing system |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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