JPH02288401A - ハイブリッドモードｒｆ位相シフタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は制御可能なＲＦ位ト０シフタに関する。

特に非常に高性能であり、配列された放射器素子間の有
効な空間がきわめて限定されており基本的に“平坦な″
マイクロストリップ回路が最も効率的に用いられるより
高いＲＦ周波数における位相ＲＦ放射器アレイで特に有
効な、非常に小型の位相シフタに関する。本発明は小型
のフエーザ、スイッチ、偏波ネットワーク及び電磁波産
業の同様の装置を実現するために特に有用である。

（関連出願） この出願は、以下の係属中の本出願人に譲渡された米国
特許出願（これら出願の内容はここで参考文献として用
いられている）に関連する。

ウオリス等　“制御フラックスフェライト位相シフタの
ための簡【１１な駆動器” （代理人番号：　６８−１　’）） ロバート、　　“ＲＦ受信機をＲＦ放射器に結合するた
めの往復ハイブリッド モードＲＦ回路″ （代理人番号：６８−２８） リップ、　　　“分配プラナ−アレイビーム操作制御” （代理人番号：６８−１６） ［従来技術］ 理想的で制御可能なＲＦ位相シフタは、最小の大きさで
、挿入損失、重量、コスト及び曵雑性が最小であり、周
囲の悪い環境要因のすべて（物理的な及び電気的な要因
を含む）から実質的に影響を受けないようになっており
、要求されれば速やかにまた正確に任意の望ましい位相
シフトを生成する能力を保持していなければならない。

当該分野の当業者による何年もの努力にも関わらず、真
に理想的な位トロシフタはいまだに実現されていない。

位相シフタの構成を比較するのに共通して用いられるフ
ィギュア・オブ・メリットの１つは、挿入損失１デシベ
ル当り生成される差動位相シフト（φ／ｄ　Ｂ）である
。ミンダーライン及びスロットラインの“平坦な°構成
の従来のフェライト位相シフタ（例えばマイクロストリ
ップ回路の一部分として）には、Ｘ帯域周波数領域の動
作のための約１２５のフィギュア・オブ・メリットがあ
った。ダイオード位相シフタは時にはプラナ−基板位相
シフタの形Ｂ（例えば入力／出力付加マイクロストリッ
プ伝送ラインを切り替えあるいは伝送ラインのリアクタ
ンスを変えるために）で用いられる。しかしこのような
ダイオード位相シフタのフィギュア・オブ争メリットは
Ｘ帯域で約１８０に過ぎなかった。

［発明の解決すべき課８］ 導波管モードツインスラブフェライト位相シフタ（例え
ば米国特許第４４４５００９８号明細書に記載された型
の）は、現在知られている内で最も正確な位相シフタの
１つである。しかし従来技術の中でこのような導波管モ
ード位相シフタは大きくて費用もかかるものであった。

切り替えのない可逆性が望ましいならば、サーキュレー
タと協働して用いられる導波管ユニットは２次元位相ア
レイ（波長的０．６のインター放射器が関係する）には
大きすぎる。しかし本発明の１対のハイブリッドモード
装置は、前記のロバートによる関連技術で記載されたよ
うに必要な空間の小ささに適合する切り替えのない可逆
的位相シフタを実現するのに用いることができる。

従来は少なくとも２つの型の“プラナ−フェライト位相
シフタが用いられてきた。ミンダーライン及びスロット
ラインの位相シフタはいずれも低コストでありまた軽量
なプラナ−フェライト位Ｆ０ンフタである。しかしいず
れの型のシフタも挿入損失が高くまたパワー処理能力が
低いために一般的な用途には不向きであった。すでに述
べたように、ミングーラインあるいはスロットラインの
位相シフタのフィギュア・オブ・メリットの大きさはわ
ずか約１２５である。これらの装置のピーク時のパワー
処理能力（フィギュア・オブΦメリットが１２５である
場合の）は通常約１０Ｗ乃至２０Ｗである（これは本発
明のハイブリッドモード位相シフタより小さい大きさで
ある）。

最も典型的な型のミンダーライン位相シフタには基板に
磁化電流を搬送するラッチングワイヤのための孔がある
。実際の非可逆的位相シフタでは、ＲＦ磁界が円形偏波
する面がある。位相シフト誘導磁化はスピニングＲＦ磁
界の軸上に負荷されなければならない。この磁化の大き
さ及び方向によって透過性テンソルが変わり、位相の変
化が生じる。ミンダーライン位相シフタの断面は基本的
には結合ＲＦＨ界が相互に直交するフェライト基板と同
一面にある。ミンダーライン部は４分の１波長の長さて
あり、これはミンダーの軸上でＨ磁界が直交し、１つの
信号は他の信号に関して９０度遅延するということであ
る。従って円形偏波するＨ磁界が存在する。このために
、円形偏波の而はミンダ一部の中心下方に存在する。あ
る信号かミンダー軸から逸脱すると、偏波は楕円形とな
り端部は線状となる。従って活性位相シフト領域はミン
ダーの軸下方にのみある。このために結合構造による必
要な高いＲＦ雷電流原因でこの装置のフィキュアφオブ
串メリ・ソトは低い。

スロットライン位相シフタは波構成自体からその名が由
来している。スロットライン位相シフタはフェライト基
板上の導体内のスロットから成る伝送ラインである。こ
のような型の伝送ラインの優勢モードは方形導波管のＴ
　Ｅ　、ｏと同球である。

ＲＦ磁界はフェライト基板の円形偏波面を保持する。こ
の平面は縦方向Ｈ磁界に横断方向Ｈ磁界が等しい。この
位相シフタは、スロットから離れて延在する部分で歪め
られているＲＦ界により、あまり効率的ではない。最も
活性的な領域はスロットの直下である。伝送ラインから
延在する領域によってもフィギュア・オブ・メリットは
小さくなり、それによって有効性が低下する。

本発明に関連すると現在考えられているいくつかの先行
特許は以下のようである： 米国特許第３５３９９５０号−フライベルク（１９７０
）米国特許第３５８５５３ｆｉ号−プラシンスキーら（
！９７１） 米国特許第３５９９１２１号−バックら　　（１９７１
）米国特許第３６５６１７９号−デロアッヒ　（１９７
２）米国特許第３９８６１４９号−へリスら　　（１９
７Ｂ）米国特許第４３４９７９０号−ランドリー　（Ｉ
Ｈ２）これらの参考文献の中でフライベルクの発明が“
平坦な２マイクロストリップ位相シフタに最も関連性が
高いと考えることもできる。しかしこの発明ではマイク
ロストリップ伝送ラインが元のままに残され、このライ
ンを適切なフェライトの磁界等で簡単に囲っている。こ
のフライベルクの装置ではフィギュア・オブ・メリット
が非常に低く（１００より小さい）、それ故多くの用途
にあまり有効でない。プラシンスキーら、バックら、ド
ロアッヒ及びハリス等の装置はマイクロストリップある
いはストリップライン位相シックに似ているが、位相シ
フト領域を通して妨害されない状態にある伝送ラインが
残されると思われる（これは“導波管“位相シフタとそ
の位を目シフタが呼ばれるハリスらの発明にもあてはま
る）。

ランドリーの発明では導波管移行と直接に同軸の伝送を
行う導波管位相シフタが開示されている。

この出願では、非負荷的な導波管のために伝統的な同軸
対導波管Ｅ平面移行が、短絡回路導波管終端部から４分
の１波長の位置にある導波管の広い側面の１つに垂直な
導波管内に延び出た同軸中心導体のプローブに関係する
。

次にランドリーが説明しているのは、このようなアプロ
ーチがフェライト及び非均一性の高誘電体構造で負荷さ
れている位相シフタ導波管にはなぜ非実用的であり、従
って導波管位相シフタに結合する従来の同軸は通常特別
の導波管変換段階を含む（米国特許第３７５８８６６号
、発明者ランドリー等）ということである。

ランドリーはこのような従来の余分の導波管部分を含む
空間効率の欠如を述べ、誘電体体内の中心から横方向に
外れてその横表面内に延びるスロットに位置するＥ平面
導波管プローブを含む直接の同軸対導波管位相シフタ移
行を開示している。

ここかられかるように、超小型の導波管位相シフタでこ
のような結合を実行することは面倒なものである。

シャロンらの発明の他に、二重トロイドの、非可逆的な
、ラッチングが可能な変形例を含む色々な種類の導波管
フェライト位相シフタの他の多（の例がある。簡単な非
排他的な例のリストとしては以下が挙げられる： 米国特許箱Ｈ９４２１Ｂ号−クロウエ　　　（１９５９
）米国特許第３４０８５９７号−ハイタ−（１９６８）
米国特許第３４２５００３号−七−ア　　　　（１９６
９）米国特許第３４７１８０９号−パークスら　　（１
９６９）米国特許第３５２４１５２号−アグリオスら　
（１９７Ｇ）米国特許第３８４９７４０号−メイソンら
　　（１９７４）米国特許第３９５２２６７号−デイス
シェル１−（１９７８）米国特許第４００１７３３号−
バーチら　　　（＋９７７）米国特許第４４３４４０９
号−グリーン　　　（１９８４）これらの文献の内のい
くつかでは色々な特定の詳細も記載されている。例えば
メイソンらによる発明では誘電体インピーダンス変換器
が記載されている。ディスシェルトによる発明では金属
フェライト位相シフタ構成が開示されている（バーチら
も同様である）。

［課題解決のための手段］ 本発明は、シャロンらによって発明された型の二重トロ
イドフェライト位相シフタが大幅に小型化してマイクロ
ストリップ伝送ラインと直列に設け、新規の超小型で、
基本的に平坦で優れた構成及び性能の位相シフタを構成
することができることを認識したものである。

本発明はある面で遮断された整合インピーダンスマイク
ロストリップ伝送ライン間に直列に挿入された小型導波
管位相シフタとして説明されている。いくつかの実施例
では導波管の部分が下方の接地平面内に設けられている
が、少なくとも導波管の一部分はマイクロストリップ基
板の頂部レベルより上に設けている。現在の望ましい実
施例では、導波管部分はマイクロストリップ基板の終結
端部間に隣接しており、装置全体の最大の厚みが中央の
導波管部分の厚みにすぎない。

コンパクトで効率性の高い移行は、入って来るマイクロ
ストリップ伝送ラインから小型導波管位相シフタへまた
誘電体負荷された導波管内へと行われる。適切な整合イ
ンピーダンス変換を保証するために結合キャパシタが設
けられている。導波管に沿ったＲＦ伝播の疑似モードを
抑制するために従来の工程を取ることもできる。マイク
ロストリップ伝送ラインの後方上で小型導波管位相シフ
タの他端部で同様の整合インピーダンス結合を行うこと
もできる。

マイクロストリップ伝送ライン及び導波管のＸ帯域周波
数の動作における全体の厚みは約０．１インチ程度であ
り、その幅は約０．３インチ程度、そしてその長さは約
１．６インチ程度であって、この周波数での０．６波長
以下での素子間の間隔に全く問題がない（例えば１０Ｇ
ｆ（ｚにおい゛Ｃ０９６波長は約０．フインチである）
。周波数が増大するにつれて、素子間の間隔は減少する
。しかしハイブリッドモード位相シフタの大きさもまた
正比例して減少する。従って電磁波周波数の広い帯域に
わたって素子間の間隔により問題か生じることはない。

この新規な位相シフタの１つの実施例では、性能が高く
、軽量で低コストのプラナ−基板フェライト位相シフタ
が提供される。この位相シフタではマイクロストリップ
から（小型）導波管へ（そして望ましい実施例ではマイ
クロストリップＲＦ伝送モードへ戻る）移行が行われる
ため、　ＩＸイブリッドモード位相シフタ”と呼ばれる
。実験はＸ帯域で行ったので、ここではＸ帯域の周波数
を述べる。しかしハイブリッドモード位相シフタはマイ
クロ波周波数領域全体を通して（例えばＩＧＨｚから１
００ＧＨｚまで）実行することができる。

本発明の新規のハイブリッドモード位を目シフタはＸ帯
域周波数で約６００の１ｄＢ当りの差動位相のフィギュ
ア・オブ・メリットがある。これはミンダーライン及び
スロットラインのような他の既知のプラナ−フェライト
位相シフタの場合の約１２５に比較される。別のプラナ
−Ｍｉ位Ｉ０シフタ（ダイオード位相シフタ）ではＸ帯
域で約１８０のフィギュア・オブ・メリットしかない。

本発明の新規のハイブリッドモード装置に関連する位相
エラーは現在最も正確な位相シフタの１つである従来の
シャロンらによる型の導波管ツリンスラブ装置に比較す
ることかできる。

新規のハイブリッドモード位相シフタは非可逆的である
が、送信及び受信動作量で切り替えて６１逆性を得るこ
とができるか、あるいはこの装置は小型なため切り替え
のない可逆装置を（１対の非可逆装置を用いて）構成し
てもなお、部材間の空間が非常に密な、０．６波長を必
要とする位相アレイに適合させることもできる。

ハイブリッドモード位相シフタをマイクロストリップウ
ィルキンソン及び分岐ラインバイブ４リツドと共に用い
ると、小規模の基本的に平坦な方式でＩＭ失の少ない可
変パワー分割器（ＶＰＤ）を得ることができる。ハイブ
リッドモードＶＰＤの大きさ及び重量が比較可能な導波
管装置と比較して著しく減少するので、このハイブリッ
ドモードＶＰＤ装置は衛星多重ビームアンテナに非常に
魅力的なものとなる。

ハイブリッドモード位相シフタはマイクロストリップ入
力及び出力を資するプラナ−基板フェライト位相シフタ
である。ある実施例では誘電体の高度に負荷されたツリ
ンスラブニ重トロイド位相シフタを金属化し、マイクロ
ストリップの接地面にハンダ付けしである。トロイドの
谷端部には誘電率の低い（ε−２，３）部分があり、動
作周波数にカットオフされており導波管空洞部分と呼ぶ
こともできる。延び出たマイクロストリップ接地面の溝
、またはくぼみにはトロイド及びキャビティを収容する
こともできる。基板内には２つの孔を形成してトロイド
の各端部と整列するようにする。

次にこの孔にピンを挿入してマイクロストリップ側のス
トリップにハンダ付けし、基板のトロイド側の高誘電率
（ε−８０）の中央スラブにエポキシ樹脂で接着する。

小型導波前位１０シフタの一端部は（おおよそインピー
ダンスが整合するように）マイクロストリップ伝送ライ
ンの範囲内で直列に結合してハイブリッドモード導波管
位相シフタを形成する。使用可能な位相シフタで望まし
いものは、シャロンらによる米国特許第４４４５０９８
号明細書に記載された装置の小型化したものである。こ
の装置は長い平行なフェリ磁性トロイドを具備し、その
間には高誘電率材料のスラブがサンドウィッチ状に設け
られてトロイドを分離している。複合トロイド−スラブ
−トロイド構造の露出部上には金属導波管表面が形成さ
れ、磁束制御ワイヤがトロイドの中央部を通して軸方向
に通過している（シャロンらが上記明細書で記載してい
る通りである）。

１実施例でぼ、小型導波管位相シフタはマイクロストリ
ップ伝送ラインの接地面と電気的に接触するように（す
なわち狭いマイクロストリップラインとは反対側の基板
上に）設けられている。接地面（及び基板）を通して延
びている開口部は中央誘電体スラブの近接端部に位置し
ている。マイクロストリップラインは１つの開口部ある
いはその付近で終端し、別の開口部あるいはその付近で
別のマイクロストリップに再び戻る。マイクロストリッ
プの各終端部にはプローブが電気的に接触し、その各々
の開口部を通して延び中央導波管誘電体に接触している
。トロイドの端部には誘電体ワイヤガイドが挿入される
。ワイヤガイドには金属端部キャップ（トロイド上の金
属導波管表面及び基板上の金属接地平面と電気的に接触
している）が設けられる。

本発明の典型的な別の望ましい実施例では、小型導波管
位相シフタの各端部にマイクロストリブ伝送ラインが（
マイクロストリップ誘電体基板が両トロイドの端部とト
ロイド底部で金属導波管表面に電気的に結合しているそ
の金属接地面と隣接してはいるが、これらの面が同一平
面上にある必要はない）設けられている。マイクロスト
リップ基板の厚みは導波管トロイドの高さより小さく、
マイクロストリップラインは誘電体スラブの各々の端部
で終端している。マイクロストリップラインと位相シフ
タ間には導電タリボンを介してチップ（あるいは他の）
キャパシタが直列に設けられている（それによって−殻
内に三角形の小さなギャップ開口部か形成される）。こ
のリボン及びキャパシタ及び／あるいは（小さな三角形
の空間内であるいはその近くで設けることかできる）他
のキャパシタ（すなわち位相シフタのリボン及び中央誘
電体スラブの間で）によってマイクロストリップ伝送ラ
イン及び導波管ＲＦモモ−間に効率的なＲＦ移行が発生
する。

本発明の別の実施例によれば、１対のハイブリッドモー
ド導波管位相シフタを用いることによってより小さく軽
量の可変パワー分割器（Ｖ　Ｐ　Ｄ）が提供される。入
力及び出力はマイクロストリップラインであるため、容
易に集積して形成され、一端部ではウィルキンソン分割
器にまた他端部では分岐ラインマイクロストリップノー
イブリッドに接続して使用可能な基本的に“平坦な“可
変パワー分割器が構成される。

［実施例Ｊ 第１図を見ると、平行で長い方形トロイド２及び４はそ
れらトロイドの隣接側面の間に両舌した高誘電率材料の
スラブ６と、複合トロイド／スラブ／トロイド構造の外
側面上に設けられた金属表面８とを備え、その内部に小
型導波管を形成している。誘電体基板１８はフェリ磁性
材料で形成することもでき、第１図に示された側に金属
接地面２０を保持し、それは金属表面８にハンダ付けさ
れている。基板Ｉ８の反対側には導電体マイクロストリ
ップライン２２及び２４が破線で示されている。このラ
インはトロイド２及び４の両端部に延在するか、あるい
は両端部をわずかに越えて延在し、誘電体スラブ６の各
端部に位置するモード移行ピン、すなわちプローブ３２
に接続することかできる。

第１図ではトロイド２及び４の一端部のみか見えるが、
他端部も同様である。金属接地面２０内の開口部３０は
第３図に示されるように誘電体スラブＢの端部に隣接す
る位置で基板１８を通して延在する。第３図に見られる
ように、金属プローブ３２はマイクロストリップライン
２２に電気的に接続するように設けられる。プローブ３
２は金属接地面２０と接触しないように開口部３０を通
して延び出ている。

Ｕ型ワイヤガイド３４は、それぞれトロイド２及び４の
中央空間内に挿入することのできる、誘電体材料でアー
ム３６及び３８を形成されている。アーム３６及び３８
の外側面上の溝４２は電流ワイヤ４４及び４６を保持す
るインブレス／ニゲレス通路を提供する。

ワイヤガイド３４が位置づけられると、そのベースすな
わちバイト４８は第３図に示されているようにプローブ
３２に対して押付けられる。

金属端部キャップ５０はワイヤガイド３４にぴったりと
あてはまり、トロイド２及び４の頂部及び外側面に沿っ
て金属接地面２０及び金属表面８にハンダ付けされて、
導波管モード構造の端部を完成している。トロイドの他
端部にある端部キャップ５０も同様に設けられている。

その結果できる空洞ハウジングはプローブの移行を整合
インピーダンス状態に調節するのに役立つ。

第２図にはマイクロストリップライン２２及び２４が示
され、モード伝送プローブ３２によって導波管の位相シ
フタの接続により直列に遮断害されたマイクロストリッ
プ伝送ラインを提供している。第３図にはプローブ３２
の底部が示されている。この図に示されているように、
小型同軸伝送ラインコネクタは短いマイクロストリップ
２２あるいは２４に容易に接続させることができる（従
って非常にコンパクトな同軸−マイクロストリップ−導
波管−マイクロストリップー同軸ＲＦモード配列が提供
される）。１つあるいは両端部からいくつかのモードを
排除するならば、可能な別の組合せ及び代りの構造は多
数あることは明確である。従って全体の同軸対マイクロ
ストリップあるいはマイクロストリップ対向軸モード位
相シフタ装置を実現することができる。

第３図にはトロイド２及び４の端部構造がさらに明確に
示されている。金属端部キャップ５０は金属表面８およ
び金属接地面２０にハンダ付けされている。Ｕ方ワイヤ
ガイド３４のベース４８は断面で示されている。プロー
ブ３２の底部はマイクロストリップライン２２にハンダ
付けされ、エポキシ５２はプローブ３２及びスラブ６の
端部間のコンタクトのラインに沿って設けられている。

第４図にはマイクロストリップモードライン２２及び２
４と導波管モード位相シフタ（すなわちトロイド２及び
４、スラブ６及び金属表面８）の間の整合結合のための
近似等価回路が示されている。

カットオフを越えた導波管空洞は分路インダクタンス５
４によって表わされ、プローブ３２の末端部と反対側の
端部キャップ５０の間のギャップＧによって形成される
キャパシタ結合は分路キャパシタ５Ｂによって表わされ
る。キャパシタ５８及び６０はプローブに関連する直列
キャパシタを表わす。

従って、第１図ないし第４図に示されたように二重トロ
イドの構成では２つのトロイド２及び４が具備され、高
誘電率材料のスラブ６　（ε−８０）によって分離され
ている。誘電体スラブ６は単一トロイド構成の中で誘電
体中央コアとして同一し目的を果たし、さらに熱パスを
提供してＲＦパワー消散によって生成される熱をトロイ
ドから取り除、く。トロイド及び中央コアは一緒に（例
えばエポキシで）固定され、金属化されている。従って
ＲＦ電磁界は導波管の中央に集中している。

従って最もＲＦ活性なフェライトが誘電体スラブの各々
の側に設けられる。トロイドの外側部分は比較的非活性
であり磁気バスを提供しているのみであり、ラッチング
動作が（シャロンらの発明でさらに詳細に説明されてい
るように）可能になっている。しかし導波管壁における
誘電体材料（フェライト）は内壁によって得られる一次
差動位相シフトから減算される方向に磁化されるため、
トロイドの外側部分によって効率（ユニットの長さ当り
の差動位相）が低下する。この効果は高誘電体中央スラ
ブを用いることによって最小となる。

第１図乃至第４図に示された移行インピーダンス整合方
法では二重トロイド導波管位相シフタ部分をＲＦ大入力
び出力マイクロストリップ伝送ライン構成に整合するよ
うになっている。この整合法はトロイド負荷導波管構造
と導波管（カットオフより上で動作する）空洞部分の間
の境界を考慮することによっても説明できる。トロイド
及び空洞部分の境界は分路インダクタンスのようである
。

マイクロストリップラインから突出したプローブ３２は
分路キャパシタ及び小さな直列キャパシタとして（第４
図の等価回路で示されているように）作用する。空洞の
後面からプローブまでの距離（すなわちＵ型誘電体部材
３４の部分４８によって占有される空間）と導波管の反
対側までのプローブギャップ距離Ｇによって分路キャパ
シタを変化させる。プローブの深さがいったん固定する
と、可変整合調整キャパシタンスは端部キャップ５０の
後面の調整によって得られる。この方法によりインピー
ダンスの不連続性と同じ面で実際のすべての目的のため
に整合が起こるため、広い周波数動作が得られる。

第１図乃至第４図に示されたハイブリッドモード位相シ
フタはＯＳＭ型のコネクタによって計ｉｌｌ用の入力及
び出力に接続されたマクロストリップアダプタに接続し
ている。反射損失、挿入損失及び位相はＸ帯域で計測さ
れている。

反射損失は９．５７５乃至１０．４６　Ｇ　Ｈｚの周波
数帯域で計１１１１１された。反射損失はこの周波数帯
域で約１５ｄＢと最小であり、各端部のマイクロストリ
ップアダプタに対する０３Ｍによって限定された。

マイクロストリップコネクタに対する０３Ｍでマイクロ
ストリップ５０オームラインのまっすぐな部分を計測す
ることによって、ハイブリッドモード位相シフタには同
一の周波数帯域にわたって２３ｄＢより大きな反射損失
がある。

反射損失と同一の周波数領域、すなわち９．５７５乃至
１０．４６ＧＨｚで挿入損失を計測したところ、周波数
帯域の８０％で１ｄＢより小さかった。周波数帯域の中
央での挿入損失グリッチはより高次のモード共振による
ものと観察された。この高次モードはＬ　Ｓ　Ｅ　、、
モードであり、導波管の高さを減少させるかあるいは二
重トロイド間の中央スラブに通常のモード抑制器を付加
することによって抑制することができる。Ｌ　Ｓ　Ｅ　
、、モードは位相シフタの高さを減少させることによっ
て後続の構成では抑制されている。

第１図乃至第４図に示された位相シフタにはフラックス
駆動器が設けられ、最大差動位相シフトは４５０度と計
Ａｌｌ＋された。６４の位相状態は０乃至３６０度の範
囲にわたって最適化された。これによって位相増分は５
．８２５度（６ビツト制御）となった。位）口は命令が
０ないし６３に変化した際に９．６５Ｇ　Ｈｚと計７１
ＰＩされた。命令の関数としての位相エラーは（１，８
４３度でピーク位相エラーがあった。

ハイブリッドモード位相シフタは位相アレイ内での位相
シフタ素子として用いるのが最も典型的である。多くの
位相アレイは送信及び受信の両方で用いられるため、可
逆動作が望ましい場合が多い。ハイブリッドモード位相
シフタは非可逆運動の位相シフタである。しかし可逆動
作のために送信及び受信間で切り替えられることが可能
である。

ハイブリッドモード位相シフタはまた非切り替え性の可
逆動作のマイクロストリップサーキュレータと共に用い
ることができる（上記のロバートによる発明を参照）。

本発明による新規なハイブリッドモード位相シフタを用
いることにより、Ｘ帯域で０６６波長（１０ＧＨｚにお
いて０．フイ〉・チ）が可能なパッケージに収容される
のに十分な大きさの低損失の非可逆運動的な位相シフタ
を得ることができる。

例えばハイブリッドモード位相シフタの断面を０．４１
１インチｘ　０．ｅｏインチになるように構成すること
ができるため、０６６波長の間隔で問題は起こらない。

第５図乃至第７図には本発明の望ましい実施例が示され
ている。マイクロストリップライン６８（例えば幅０．
０３０インチで厚みが０．０００２インチのもの）はト
ロイド端部７０及び７２に接している。トロイド７０及
び７２の露出側は高誘電体中央スラブ７４の頂部及び底
部と同様に金属化されて７５で示され、金属方形導波管
を形成している。

マイクロストリップの金属化された下側接地面６Ｇは下
側金属表面７５と電気的に接触している。機械的な剛性
及び良好な電気接触は金属プレート７６（あるいはメツ
キした誘電体基板）を金属接地平面６６（一端部におい
て）及び金属表面７５の下側接触端部部分にハンダ付け
することによって得られる。

マイクロストリップ誘電体６２の高さは（例えば約０．
０５５インチ）トロイド７０及び７２の高さ（約０．１
００インチ）より小さいために、マイクロストリップＢ
８はその垂直中央付近の点でスラブ７４に接触する。キ
ャパシタ７８（例えばチップキャパシタ）の−側面はマ
イクロストリップライン６８と電気的に接触するように
設けられ、金属リボン８０（ｆｌＪえば幅０．０２５イ
ンチ厚みが０．ｏｏｔインチの金の接着リボン）はキャ
パシタ７８とスラブ７４の真上にある金属表面７５の頂
部の間で電気的に接触するように懸垂している。第７図
を見るとよくわかるように、リボン８０はだいたい三角
形の開口部８０を形成している。第７図にはトロイドの
他端部の同等なモード移行構成も示されている。

リボン８０と誘電体スラブ７４の間のギャップの大きさ
Ｇはマイクロストリップ伝送ラインと位相シフタの間の
インピーダンス整合の同調機構である。

所定の構成の正確な値は通常の実験で最上のものが得ら
れる。例えばＧは臨界的なパラメータではなく、誘電体
基板が位相シフタと同一面にある場合はＧはゼロとなる
。

６乃至１１ＧＨｚの周波数では、チップキャパシタ７８
によって良好な動作結果が得られ（例えば誘電体テープ
によってマイクロストリップライン６８から絶縁されて
いるリボン８０の適切な長さによってキャパシタンスは
約０．３ｐｆである）、リボンとスラブ７４の端部間の
平均ギャップ距離Ｇは約０．０１５乃至０．４０インチ
であり、マイクロストリップ６８上のスラブ７４の高さ
は０．０５０インチであった。

第５図乃至第７図には上記のようにマイクロストリップ
からフェライトトロイドへの移行を得る方法が示されて
おり、整合技術の鍵となる部材はトロイド接続へのマイ
クロストリップライン内の直列のキャパシタ部材の実現
である。

第５図乃至第７図に示された移行は低挿入損失で良好な
インピーダンス整合を達成できる。動作原理は等価な１
段のＬＣはしご回路として説明することができる。ここ
では並列はしごインダクタンスはトロイド接合への基本
的なマイクロストリップの分路インダクタンスを示す。

キャパシタンスはマイクロストリップとトロイド導波管
特性インピーダンスの間のインピーダンス整合に必要な
インピーダンスを表すように選択される。

Ｘ帯域ユニットはこのインピーダンス整合技術を用いて
構成し計；ＩＦ５シた。マイクロストリップテスト部品
の中のハイブリッドモード位相シフタの反射損失は上記
の整合技術を用いて計測した。この場合は１５％の帯域
で良好なインピーダンス整合が達成された。位相シフタ
を含む同一のテスト部品の挿入損失は同じ１５％の帯域
で１．３ｄＢと観察される。テスト部品は計測によって
較正され、ハイブリッドモード位相シフタの挿入損失は
０．７ｄＢと観察され、これは６４３度／ｄＢの優れた
フィギュア・オブ・メリット（ｄＢによる位相シフト度
／損失）であった。

本発明の整合法に同様の別の方法も可能である。

例えば、 （１））Ｏイド接合へのマイクロストリップに固有の分
路インダクタンスは分路キャパシタを加えて整合を改善
することによって調整することができる。この分路キャ
パシタを設ける方法は集積回路でキャパシタを構成する
のに通常用いられる方法が含まれる。

（２）より広い帯域での整合を得るために多重はしご整
合部分あるいは４分の１波長マイクロストリップ部分が
使用されることもできる。

（３）マイクロストリップ及びトロイド位相シフタは接
地面が必ずしも同一平面にあるとは限らない構造でもよ
い。例えばマイクロストリップラインは位相シックの頂
部と同一平面にあっても良い。

本発明は二重トロイド位相シフタに関して説明したが、
他の導波管位相シフタを用いることもできる。単一トロ
イド位相シフタを用いるならば、第１の実施例のプロー
ブと第２の実施例のリボン／キャパシタ／マイクロスト
リップを両端部で中央に集めることが望ましい。

第８図及び第９図は構成の既知の可変パワー分割器（Ｖ
　Ｐ　Ｄ）を示しており、ウィルキンソンマイクロスト
リップ分割器９４と分岐ライン９０度マイクロストリッ
プハイブリッド９５の間で２相シフタ１０Ｂ及び１０７
が結合されている。しかし本発明によるハイブリッドモ
ード位相シフタを用いると、これまでのＶＰＤと比較し
て新規であると考えられより配列の有効性が高い小さな
ＶＰＤが得られる。

第１図に示された位相シフタが用いられるならば、二重
トロイドを基板８８の接地面側ｌｏｏがら懸垂させるこ
とができるため、マイクロストリップ入力／出力ライン
をマイクロストリップウィルキンソン分割器９４及び分
岐ライン９０度マイクロストリップハイブリッド９５へ
の一体形成及び接続の準備ができる。

第９図に示すように、ウィルキンソン分割器９４を形成
するマイクロストリップ導体の端部と、位相シフタ１０
Ｂ及び１０７への出力マイクロストリップ及びマイクロ
ストリップ入力８４及び８Ｇが位相シフタ及び分岐ライ
ンハイブリッドの出力として構成されている。二重トロ
イド位相シフタ１０６及び１０７は基板８８の下方に示
されている。

従って第８図及び第９図に示されているように、２つの
９０度ハイブリッドモード位相シフタを３ｄＢウイルキ
ンソンマイクロストリツプハイブリツド及び３ｄＢ９０
度マイクロストリップハイブリッドと結合することによ
って、可変パワー分割器（Ｖ　Ｐ　Ｄ）あるいは可変パ
ワー結合器（ＶＰＣ）を構成することができる。ＶＰＤ
の振幅の不均衡がなければ第１の出力ボートの振幅は次
の式により得られる： ｅｏｓ　［（φ１−φ２　）　／２　＋４’５１　　１
式ボート２における振幅は次式により得られる：ｓｉｎ
　［（φ１−φ２　）　／２　＋４５１　　２式２つの
ＲＦ使用素子に与えられるＲＦ振幅を変えることが望ま
しい衛星関係の用途やその他の用途の多重ビームアンテ
ナにＶＰＤは非常に有効である。衛星関係の用途には、
大きさ、重量、挿入損失、及び信頼性か非常に重要で本
発明によるハイブリッドモードＶＰＤはこのような特徴
をすべて卓越して備えたものである。

９０度ハイブリッドモード位相シフタではＸ帯域におけ
るＶＰＤが１．２インチ×０．５インチＸ０．２インチ
の大きさで構成され、重量は約１５ｇである。これは６
インチ×２．５インチ×ｌ、５インチで重量が１５０ｇ
の通常の導波管ユニットに匹敵するものである。

従来の導波管ユニットの方がこの新規なハイブリッドモ
ードユニットに比較して優れた点は、挿入損失がわずか
に低くまたパワー処理特性が高いことのみである。従来
の導波管ユニットの挿入損失はハイブリッドモードユニ
ットの０．４ｄＢに比較して約０．３ｄＢである。

大抵の用途ではこの新規なハイブリッドモードＶＰＤは
その大きさ、重量及びコストの低減によって従来の導波
管ＶＰＤに比較して優れたものとなっている。他のマイ
クロストリップ、ストリップラインあるいは同情ＶＰＤ
でもこのハイブリッドモードＶＰＤのような性能は得ら
れないと思われる。

本発明の数少ない実施例を詳細に説明したが、当業者に
は本発明の新規な特徴及び利点を保持しながら多くの変
形例が可能であることが理解されるであろう。そのよう
な変形例はすべて悉付特許請求の範囲の技術範囲内にあ
ることを意図したものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による第１の実施例の斜視図であり、直
列に負荷された導波管位相シフタの誘電体端部に終端し
導かれているマイクロストリップ伝送ラインに直列に結
合するプローブによって、整合連続結合が達成されてい
る。 第２図は第１図の上面図である。 第３図はビン型マイクロストリップ位相シフタ結合を示
す第１図及び第２図に示された装置の端部の断面図であ
る。 第４図は第１図に示されたマイクロストリップ及び導波
管伝送媒体の近似等価ＲＦ回路である。 第５図は本発明の望ましい実施例の斜視図である。 第６図は第５図に示された本発明の構成の端部を示す。 第７図は第５図に示された本発明の構成の側面図である
。 第８図は本発明による゛平坦な″回路の可変パワー分割
器の正面図である。 第９図は第８図に示された構成の側面図である。 ６・・・金属接地平面、２．４．７０１７２・・・トロ
イド、８．７４・・・誘電体スラブ、１Ｂ・・・誘電体
基板、２０・・・金属接地平面、２２．　２４・・・マ
イクロストリップライン、３０・・・開口部、３２・・
・金属プローブ、３４・・・Ｕ型ワイヤガイド、５０・
・・端部キャップ、５Ｂ・・・分路キャパシタ、７Ｂ・
・・金属プレート、７８・・・キャパシタ。 ’ＦＩＧ、　２ 出願人代理人　弁理士　鈴江武彦 ’ＦＩＧ、４

Claims (24)

【特許請求の範囲】
1. （１）導電性導波管の両端部の間の長軸に沿って配置さ
   れた誘電体スラブが設けられているＲＦ位相シフタを具
   備し、 この位相シフタは前記導波管の両端部の内少なくとも１
   つの端部に設けられているインピーダンス整合した移行
   部を介してマイクロストリップＲＦ伝送ラインに直列に
   配置されている高周波位相シフタ。
2. （２）その間に前記誘電体スラブが設けられた軸方向に
   長い１対のフェリ磁性トロイドを具備し、前記導電性導
   波管が複合トロイド−スラブ−トロイド構造の最も外側
   の表面を金属化することによって形成され、導電性ラッ
   チワイヤがトロイドの開口中心に通され、トロイド内の
   残留磁束を予め決められた値に設定するのに用いられる
   特許請求の範囲第１項記載の高周波位相シフタ。
3. （３）前記インピーダンス−整合した移行部が、前記誘
   電体スラブの各端部と接触しこれに沿っている前記マイ
   クロストリップ伝送ラインの終端部から垂直に延び出て
   いる導電性プローブを備えている特許請求の範囲第１項
   あるいは第２項記載の高周波位相シフタ。
4. （４）前記導波管の各端部に導電的に接続する導電性端
   部キャップを備え、この端部キャップは導波管の各端部
   にあるプローブを覆い、またプローブと端部キャップ間
   の容量性ギャップを限定して導波管とマイクロストリッ
   プＲＦモード間に整合インピーダンス移行を達成するの
   に用いられる特許請求の範囲第３項記載の高周波位相シ
   フタ。
5. （５）導波管の各端部に設けられているＵ型誘電体スペ
   ーサを備え、その足が導波管内に長軸方向に延在しその
   バイト部は各プローブと端部キャップ間に配置されてい
   る特許請求の範囲第４項記載の高周波位相シフタ。
6. （６）前記各インピーダンス−整合移行部はマイクロス
   トリップラインと前記導波管の間の前記誘電体スラブに
   最も近い点で容量的に結合している導電性リンクを具備
   している特許請求の範囲第１項または第２項記載の高周
   波位相シフタ。
7. （７）前記導電性リンクは１端部がマイクロストリップ
   ラインに容量的に結合し他端部が前記導波管に導電的に
   結合するリボン部材を具備している特許請求の範囲第６
   項記載の高周波位相シフタ。
8. （８）前記導波管は、第１の導電性接地平面と上部に前
   記マイクロストリップ伝送ラインが形成されている第２
   の平面を有する誘電体基板の隣接端部との間に両端部が
   設けられており、前記基板の第１の導電性接地平面が相
   互にまた前記隣接導波管端部の１側面に電気的に結合さ
   れており、前記基板の厚みは前記導波管の厚みより小さ
   く、前記各々の導電性リンクはこのリンクと前記誘電体
   スラブの露出した各端部の間の予め決められたギャップ
   Ｇを限定する特許請求の範囲第６項記載の高周波位相シ
   フタ。
9. （９）前記導電性リンクはマイクロストリップラインに
   １端部が容量的に結合しまた前記導波管に他端部が導電
   的に結合しているリボン部材を具備している特許請求の
   範囲第８項記載の高周波位相シフタ。
10. （１０）前記ギャップＧがほぼ三角形である特許請求の
    範囲第８項記載の高周波位相シフタ。
11. （１１）前記誘電体スラブから予め決められた距離離間
    した位置にある各マイクロストリップ伝送ラインに個々
    のチップキャパシタが接続されている特許請求の範囲第
    ９項記載の高周波位相シフタ。
12. （１２）各キャパシタの容量は約０．３ｐｆである特許
    請求の範囲第１１項記載の高周波位相シフタ。
13. （１３）２つの端部を有する導波管位相シフタと、第１
    のマイクロストリップラインと、 前記第１のマイクロストリップラインと前記導波管位相
    シフタの１端部の間の第１のインピーダンス整合結合と
    、 第２のマイクロストリップラインと、 第２のマイクロストリップラインと前記導波管位相シフ
    タの他端部の間の第２のインピーダンス整合結合とを具
    備することを特徴とするハイブリッドモードＲＦ位相シ
    フタ。
14. （１４）１側面に導電性接地面を有する誘電体基板と、 前記導電性接地面に固定された金属表面を有する導波管
    位相シフタと、 前記導電性接地面と前記導波管位相シフタの端部に近接
    する前記基板を通して延びている開口部と、 前記開口部で各々終端する前記基板の他側面上に設けら
    れている導電性マイクロストリップ伝送ラインと、 前記開口部の各々を通して延び、またそれぞれそこに終
    端する導電性マイクロストリップ伝送ラインに電気的に
    接続された導電性プローブとを具備することを特徴とす
    るハイブリッドモードＲＦ位相シフタ。
15. （１５）各プローブが前記導波管位相シフタの中心ライ
    ンに設けられている特許請求の範囲第１４項記載のハイ
    ブリッドモードＲＦ位相シフタ。
16. （１６）前記導電性接地面および前記導波管の金属表面
    にそれぞれ接続され、前記導電性プローブを導電的に囲
    って前記プローブと導波管位相シフタ間に整合インピー
    ダンス結合キャパシタを設定することを助ける金属端部
    キャップをさらに具備する特許請求の範囲第１４項記載
    のハイブリッドモードＲＦ位相シフタ。
17. （１７）前記端部キャップと前記プローブ間にそれぞれ
    設けられているＵ型誘電体ワイヤガイドをさらに具備す
    る特許請求の範囲第１６項記載のハイブリッドモードＲ
    Ｆ位相シフタ。
18. （１８）前記プローブが前記基板に垂直に設けられ、前
    記端部キャップから予め決められた距離に延びて前記結
    合キャパシタのギャップＧを少なくとも部分的に限定し
    ている特許請求の範囲第１６項記載のハイブリッドモー
    ドＲＦ位相シフタ。
19. （１９）誘電体材料の基板と、 前記基板の１側面上の金属表面と、 前記金属表面上に設けられた１対の長軸方向の平行なフ
    ェリ磁性トロイドと、 前記トロイド間に設けられた誘電材料のスラブと、 前記トロイド及びスラブの露出表面上を覆い、前記金属
    表面と電気的に接触している金属カバーと、 前記金属表面と前記スラブの両端部にそれぞれ近接する
    前記基板内の開口部と、 前記金属表面と反対の前記基板の１側面上に形成されそ
    れぞれ前記開口部で終端する別々の金属マイクロストリ
    ップ伝送ラインと、 前記ラインの終端部と電気的に接触してそれぞれ設けら
    れ、前記スラブの両端部に近接する前記開口部を通して
    延びている導電性プローブと、前記トロイドを通して軸
    方向にそれぞれ延びる電気導体とを具備することを特徴
    とするハイブリッドモードＲＦ位相シフタ。
20. （２０）金属外部表面を有する方形導波管位相シフタと
    、 １対の平坦な誘電体基板であって、各々の表面の一方が
    導電性であり他方の表面には狭い導電性ストリップがあ
    り、この基板の各々の高さは前記導波管位相シフタの高
    さより小さい平坦な誘電体基板とを具備し、 前記基板が前記導波管位相シフタの両端部と隣接して設
    けられ、その導電表面は位相シフタの１側面で前記方形
    導波管位相シフタの金属外部表面に電気的に接続してお
    り、さらに 導波管位相シフタの各端部から離間した位置で前記基板
    の狭い導電性ストリップ上にそれぞれ設けられているキ
    ャパシタ素子と、 前記キャパシタ素子とこの素子と代替される前記導波管
    位相シフタの金属外部表面間にそれぞれ懸垂されている
    導電性リボンとを具備することを特徴とするハイブリッ
    ドモードＲＦ位相シフタ。
21. （２１）前記導波管位相シフタは前記金属外部表面内に
    設けられた２つのフェリ磁性トロイドを具備し、前記ト
    ロイド間に前記第１の表面と接触する誘電体材料のスラ
    ブが設けられ、前記導電性リボンが前記スラブに近接す
    る点で前記金属外部表面と接触する特許請求の範囲第２
    ０項記載のハイブリッドモードＲＦ位相シフタ。
22. （２２）断面が方形である２つの平行なフェリ磁性トロ
    イドと、 前記トロイドの近接側面と接触する誘電体材料のスラブ
    と、 前記トロイド及びスラブの外部側面上の導電性表面と、 各々平坦な誘電体基板を具備し、その１表面は導電性で
    ありまた他表面上には狭い導電性ストリップが具備され
    、その厚みは前記トロイドの厚みより小さい２つのマイ
    クロストリップ伝送ラインとを具備し、 前記マイクロストリップ伝送ラインは前記トロイドの両
    端部と隣接し、トロイドの第１の側面の導電表面が前記
    スラブの導電性表面と電気的に接触しており、 前記トロイドの端部から離間した前記マイクロストリッ
    プ伝送ラインの狭い導電ストリップ上にそれぞれ設けら
    れたキャパシタ素子と、 前記キャパシタ素子と前記スラブに近接する導電性表面
    の間に懸垂された導電性リボンとをさらに具備すること
    を特徴とするハイブリッドモードＲＦ位相シフタ。
23. （２３）導電性リボンが前記マイクロストリップの狭い
    導電性ストリップに導電的に接触しまた高誘電体スラブ
    に近接する導波管の導電性表面には容量的に結合する特
    許請求の範囲第２２項記載のハイブリッドモードＲＦ位
    相シフタ。
24. （２４）誘電体基板と、 前記基板上に設けられ、入力／出力マイクロストリップ
    導線と２つの出力／入力マイクロストリップ導線を具備
    している第１のマイクロストリップ固定パワー分割器／
    結合器と、 前記基板上に設けられ、２つの入力／出力マイクロスト
    リップ導線と２つの出力／入力マイクロストリップ導線
    を保持する第２のマイクロストリップ固定パワー分割器
    ／結合器と、 特許請求の範囲第１項、第１３項、第１４項、第１９項
    、第２０項、第２１項あるいは第２２項の内いずれか１
    つに記載の第１及び第２のハイブリッドモードＲＦ位相
    シフタであって、前記第１の分割器／結合器の１つの出
    力／入力導線と前記第２の分割器／結合器の１つの出力
    ／入力導線の間に結合されている第１及び第２のハイブ
    リッドモードＲＦ位相シフタとから成り、 前記第２のハイブリッドモードＲＦ位相シフタは前記第
    １の分割器／結合器の他方の出力／入力導線と前記第２
    の分割器／結合器の他方の入力／出力導線との間に接続
    されている可変ＲＦパワー分割器。