JPH02288447A - デイジタル無線受信機用周波数制御装置及び方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は一般的にはディジタル無線システムに関し、更
に具体的にはバースト内で通信メツセージを送信する送
信機からの通信メツセージを受信するディジタル無線受
信機において、周波数誤差を急速に補正するディジタル
無線受信機用周波数制御装置及び方法に関する。

〔従来の技術〕

無線受信機においては、受信されるべき信号のキャリア
周波数とスーパーヘテロダイン受信機において用いられ
る局部発振器の周波数との間の周波数における不一致を
自動的に補正する回路がしばしば利用されている。この
局部発振器はキャリア周波数及び受信信号の関係した情
報を搬送する側波帯を適切な中間周波数に変換する。典
型的な周波数補正処理は相対的に長い期間にわたって、
（受信信号の）キャリア周波数が連続的に存在するとい
うことを仮定して、実行される。キャリア周波数は振幅
検波器、弁別器或いは同様のものの手段によって追跡（
追尾）されて周波数制御信号を発生する。いくつかのシ
ステムにおいてはキャリア周波数上に対して変調された
パイロット信号を用いており、周波数制御信号を導出す
るための受信機内における基準（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）
を与えている。

（このようなパイロット制御に関しては更に詳細には米
国特許第４．５４１．１１８号明細書において記載され
ている。） 周波数制御信号は実質的には、初期（ｉｎｉｔｉａｌ）
周波数から１つの周波数局部発振器へ適用され、中間周
波数増幅及びろ波（フィルタリング）段の選択度の範囲
内に最適化されて配置された中間周波数へ受信キャリア
周波数を変換する。

ディジタル受信機はこのような従来の自動周波数制御回
路網に対する新たなる一連の問題点を表わしている。デ
ィジタル受信機に対する高速受信機周波数制御のための
１つの方法はボースらにより発明され、１９８８年１２
月１６日付にて出願された、“Ｄｉｇｉｔａｌ　Ａｕｔ
ｏｍａｔｉｃ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　
ｏｎ　Ｐｕｒｅ　５ｉｎｅ　Ｗａｖｅｓ、”と題する米
国特許出願第２８５．１４７号明細書において開示され
ている。

通常、ディジタル受信機は受信キャリア周波数信号を線
形方式で処理しなければならない。このような線形処理
は受信信号の振幅変動をもたらし、周波数オフセットの
検出において更に誤差を発生する。更にまた、ディジタ
ル通信は時分割多元接続（ＴＤＭＡ）のようなバースト
送信技術を用いてしばしば達成されている。バースト送
信は通常の周波数制御技術によって用いられることの可
能な連続発生キャリア或いはキャリアプラスパイロット
信号を提供することはない。

〔発明が解決しようとする課題〕

従って、本発明の目的の１つは、受信周波数と、ディジ
タル無線受信機において受信機が同調される周波数との
間の周波数誤差を急速に補正するディジタル無線受信機
用周波数制御方法及び装置を提供することである。

本発明の別の目的の１つは公称周波数と所望周波数との
間の周波数誤差に対する受信機発振器を急速に補正する
ディジタル無線受信機用周波数制御方法及び装置を提供
することである。

本発明の別の目的の１つは受信データの単一フレーム内
において受信信号と補正受信局部発信器周波数との間の
周波数誤差を補正するディジタル無線受信機用周波数制
御方法及び装置を提供することである。

本発明の更に別の目的の１つは補正バーストからの周波
数誤差を決定しかつ局部発振器周波数を直接的に補正す
るディジタル無線受信機用周波数制御方法及び装置を提
供することである。

〔課題を解決するための手段〕

受信信号とディジタル受信機の局部発振器（１１５）と
の間の周波数オフセットが実質的に１つの工程（ｓｔｅ
ｐ）で補正されるディジクル無線受信機用周波数制御装
置及び方法が記載されている。

〔実施例〕

本発明を用いるＴＤＭＡ受信機のブロック図は第１図に
おいて図示されている。このような受信機はアンテナ１
０４上で受信されかつ１つの信号Ｘ（１）として直角復
調器１０５へ印加されたＴＤＭＡ送信機１０３からの１
タイムスロツト内のバースト通信信号を受信可能である
。直角復調器１０５は２つの直角的に関係したダウン変
換された（ｄｏｗｎｃｏｎｖｅｒｔｅｄ）信号を発生し
、これらの信号は通常のＡ／Ｄコンバータ１０７及び１
０９に印加されて、２つの直角的に関係した信号の各々
をディジタル化して、ディジタル化された直角信号をデ
ィジタルシグナルプロセッサ（Ｄ　Ｓ　Ｐ）機能ブロッ
ク１１１へ適用する。望ましい実施例においては、ＤＳ
Ｐはモトローラ社から市販されているＤ　Ｓ　Ｐ　５６
００１（或いはそれと等価のＤＳＰ）を用いて実現され
ている。

ＤＳＰ機能ブロック１１１は通信信号リカバリー機能ブ
ロック１１３における通常のＴＤＭＡ技術を用いてデー
タ通信信号をリカバリー（回復）している。このような
信号リカバリー機能はチャネル評価、チャネル等化及び
データ復調を含んでいる。

またＤＳＰ機能ブロック１１１には周波数制御信号のり
カバリ−機能が含まれており、直角復調器１０５内にお
ける電圧制御発振器１１５の急速なる調整を可能にし、
従って、ＴＤＭＡ受信機はｘ　（ｔ）のキャリア周波数
と電圧制御発振器１１５の周波数との間に実際上いかな
る周波数誤差も存在しないような条件に急速に持ち込ま
れることが可能である。

調整の速度が重要であるが、本発明の１つの重要な特徴
は、電圧制御発振器１１５の周波数の調整→く最終的な
発振器周波数への発振器周波数の追跡（ｈｕｎｔｉｎｇ
）や或いは連続的な後続する近似化の必要もなしに、１
回の工程（ｓｔｅｐ）で実質的に達成されているという
点である。

周波数補正バースト（或いは純粋な正弦波（ＰＳＷ））
に対応する送信信号が次式（１）で与えられるものと仮
定する。即ち、 ｘ（ｔ）＝Ａｃｏｓ　［ωｃｔ＋ωｏｔ］　　　　　　
　　（１）ここで、Ａは信号振幅、 ωｃ＝２πｆｃは５２７７７秒で表わされた信号のキャ
リア周波数 ωｏ＝２πｆｏは５２７７７秒で表わされたＰＳＷベー
スバンド信号周波数でありωＯ＝　２　ｙｒ　（６７、
７０８・ｋ　Ｈｚ）である。

レイリーフェージング（Ｒａｙｌｅｉｇｈ　ｆａｄｉｎ
ｇ）等のマルチパス（多経路）雑音がない場合において
は、受信信号は（１）式で与えられる。−殻内に、凰望
激札１茫笠と里塗、電圧制御発振器１１５（Ｖ　ＣＸ　
Ｏ）の周波数は（ωＣ＋Δω）で与えられるであろう。

ここでΔωは周波数オフセット誤差（５２７７７秒で表
わされる）に対応している。従って、ＶＣＸＯ出力信号
は次式にによって与えられるものと仮定する。即ち、 Ｖ　、　（ｔ）　＝　ｃｏｓ　［（（ＩＬ）　ｃ＋Δω
）ｔｌ　　　　　　（２）移相器１１７において、−９
０°によってｖ■（ｔ）を位相シフトした後、その結果
としての信号は次式で与えられる。即ち、 Ｖ　　（ｔ）＝ｓｉｎ［（ωＣ＋Δω）ｔｌ　　　　　
（３）同相（Ｉ）混合器１１９の出力（いかなるＤＣオ
フセット成分も存在しない場合）は次式で与えられる。

即ち、 Ｉ　　（ｔ）＝ｘ（ｔ）ＶＩ（ｔ）＝Ａｃｏｓ［ωｃｔ
＋ωｏｔ］ｃｏｓ［（ωＣ＋Δω）ｔｌ ＝１／２（ＣＯ３［（ωＯ−Δω’）ｔ］＋ｃｏｓ［（
２ωｃｔ＋ωθ＋Δω）ｔｌ）ここで、帯域幅約４ωＯ
ラジアン／秒を有するフィルタ１２１によって低域通過
フィルタリングの後、Ｉ　Ｂ（ｔ）　＝　１／２Ａ　Ｃ
ＯＳ　［（ωＯ−Δω）ｔｌ　　（５）が得られる。

同様にして、直角位相（Ｑ）混合器１２３の出力は（い
かなるＤＣオフセット成分も存在していない場合）は次
式で与えられる。

Ｑ　　　（ｔ）＝　ｘ（ｔ）ＶＱ（ｔ）＝Ａｃｏｓ［ω
ｃｔ＋ωｏｔ］　　ｓｉ口［（ωｃ＋Δω）ｔ］＝　１
／２Ａ　（ｓｉｎ［（２ωＣｔ十ωｏ＋Δω）ｔｌ−５
ｉｎ［（ωｏ−Δω）ｔｌ　）ここでフィルター２５に
よる低域通過フィルタリングの後、 Ｑ　　（ｔ）　＝−１／２Ａ　ｓｉｎ［（ωｏ−Δω）
ｔｌ　　　　　（７）が得られる。

２つのＡ／Ｄコンバータ（１０７，１０９）はＩＢ（ｔ
）及びＱＢ（ｔ）をそれぞれ変換して、それらの量子化
され、標本化（サンプリング）された等価量、ＩＢ（ｋ
）及びＱ　　（ｋ）に変換する。ＤＣオフセットがない
場合、Ｉ　　（ｋｌ＝Ｉ　　（ｋｌ及びＱ　（ｋ）−Ｑ
ｃ（ｋ）である。

Ｂ　　　　　　ＣＢ （５）式及び（７）式において与えられる信号のゼロク
ロスイング（ゼロ交差）をカウントする周波数カウンタ
を介して周波数オフセットΔωを直接測定することは次
式で与えられる測定誤差を与えるであろうということに
注意して下さい。即ち、周波数誤差＝ｌ／（測定周期） ＝ｌ／（スロット周期） ＝　１　／　０．５８ｍ５ｅｃ＝±１７２４　Ｈ２（８
）であり、この量は９００ＭＨｚにおける±１．９ｐｐ
ｍの誤差に対応している。

例えば、特定の無線方式においては、ヨー口・ソノ々に
おいて用いられるディジタル無線電話方式は０８Ｍ記録
資料において定義されており、ＧＳＭ文書番号０５．０
１　／３．１．０．“Ｐｈｙｓｉｃａｌ　Ｌａｙｅｒ　
Ｏｎ　ｔｈｅＲａｄｉｏ　Ｐａｔｈ：Ｇｅｎｅｒａｌ　
Ｄｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎ”及びＧＳＭ文書番号５．１０
／　３　、　”Ｇｅｎｅｒａｌ　Ｓｕｂ−３ｙｓｔｅｍ
　５ｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔ　ｉｏｎ、　”において定
義されており、電圧制御発振器ＶＣＸＯ１１５の必要と
される安定度はベース局から到来した受信信号の±Ｏ，
ｉｐｐｍの範囲内に存在しなければならない。従って、
ゼロクロスイング（零交差）をカウントしないで周波数
誤差を測定する方法が代わりに用いられなければならな
い。

本発明の方法及び装置は、 ＋１）　　（５）式及び（７）式によって与えられるＩ
及びＱ信号を６７．７ｋＨｚをＤＣにすることによって
変換しく即ち、（５）式及び（７）式に存在する００項
を除去し）、 （２）正規に離間した時間間隔において変換された信号
の位相を計算し、 （３）位相サンプル（標本）から位相軌跡を構成し、 （４）位相軌跡の時間微分から周波数変換された信号の
瞬時周波数の推定値（ｅｓｔｉｍａｔｅ）を計算してい
る。

ＤＣオフセット　償 ＤＳＰ機能ブロック１１１は量子化されたＩ／Ｑ信号を
受信し、直流（Ｄ　Ｃ）減算処理ブロック１２９を通し
て■及びＱ信号の両方を信号処理する。補正されていな
いＤＣオフセットは■及びＱチャネルの不整合と局部発
振器の漏れ（ｌｅａｋａｇｅ）の結果である。ＩＢ（ｋ
）のＤＣオフセットの１つの推定値（ａｎ　ｅｓｔｉｍ
ａｔｅ）は入力信号を平均化するＤＣ推定（評価）機能
ブロック１３１によって作られる。その機能ブロック１
３１の出力はディジタル加算器（ｄｉｇｉｔａｌ　ａｄ
ｄｅｒＨ３３においてＩＢ（ｋ）から減算され、従って
、ＩＣ（ｋ）、即ちＤＣが除去されたＩ直角変調信号を
発生する。同様にして、ＤＣオフセットの１つの推定値
はＱＢ（ｋ）信号のＤＣ推定機能ブロック１３５によっ
て作られて、ディジタル加算器１３７においてＱ　　（
ｋ）から減算されてＱｃ（ｋ）、即ち、ＤＣが除去され
たＱ直角変調信号を発生する。

Ｄ　Ｓ　Ｐ　５６００１のような分数固定小数点式（ｆ
ｒａｃｔｉｏｎａｌ　ｆｉｘｅｄ　ｐｏｉｎｔ）汎用デ
ィジタルシグナルプロセッサ（Ｄ　Ｓ　Ｐ　）における
本発明の上記周波数制御を実行するためにはいくつかの
固有のステップ（工程）を実行することが必要である。

直角復調器１０５の実行における不完全性は必然的に直
角復調器１０５の出力におけるＤＣオフセットを生じ、
これは周波数制御において補償される必要がある。

直角復調器１０５の出力における。Ｄ　Ｃオフセットの
存在は周波数制御の性能を著しく制限することがありう
る。このような場合にどのようなことが起こ′るかを調
べるために（５）式及び（７）式におけるＩ　　（ｔ）
及びＱＢ（ｔ）はそれぞれ大きさＣ及びＤのＤＣオフセ
ット項を含むとする。従って、Ｉ　Ｂ’　（ｋ）＝１／
２Ａｃｏｓ［（ωｏ−Δω）ｋｌ　＋　Ｃ（５ａ）Ｑ　
Ｂ’　（ｋ）＝−１／２Ａｓｉｎ［（ωｏ−Δω）ｋｌ
　＋　Ｄ　（７ａ）ｊωＯｋ 従って、ｅ　　　による周波数変換後は以下に示すよう
になる。即ち１ 、　　ｊωＯｋ Ｉ　Ｄ’　（ｋｌ　＝Ｒｅ　（［Ｓ　　（ｋ）　十Ｃ＋
　Ｊ　Ｄ　］　ｅ　　　　）−Ｒｅ　（［１／２Ａ　ｅ
−ｊ（”　０−Δ０）ｋ　＋　ｃｊωＯｋ ＋　ｊＤ　］　ｅ　　　　　） ＝　１／２Ａｃｏｓ　　Δωに＋ＣＣＯ５ωｏｋ　−Ｄ
ｓｉｎω ｊωＯｋ Ｑ　　’　（掲＝　１ｍ（［８（ｋ）＋Ｃ＋ｊＤ］ｅ　
　　　　）Ｄ　　　　　　　　　　　　　　Ｂ ＝　Ｉ　ｍ　（［１／２Ａｅ　ｊ（”−Δ（１）　）ｋ
　＋　ｃｊωＯｋ ＋ｊＤ］ｅ　　　　　） １／２ＡｓｉｎΔ（ＩＪ　ｋ＋Ｃｓｉｎωｏｋ＋Ｄｃｏ
ｓωＯｋ 周波数ω０における２つの直交成分の存在は、さらに、
別の誤差（ａｌｉａｓｉｎｇ　ｅｒｒｏｒｓ）を導入す
ることなしに、ダウンサンプリング（即ち１／１０減算
）を与え、かつ後述する（１３）式におけるｊ　ａｎ　
　（Ｑ　Ｅ　（ｋ）／Ｉ　　（ｋ））の計算における重
大なる誤差に寄与することか可能である。後述する（１
７）式における２つの望ましくない周波数成分を除去す
ることは以下の２つの方法によって達成することができ
る。

即ち、 （１）　　ｓｉｎωＯｋ及びＣＯ３ωｏｋ成分を除去す
るためにＩＤ′（ｋ）及びＱ’（ｋ）を低域通過フィル
タリングを行なう方法、或いは （２）ｅｊ″）０ｋによる周波数変換の前にＤＣ成分を
除去する方法である。

第１の方法は例えばｆｏ／　１０＝　６．７　ｋ　Ｈｚ
よりも低い帯域幅を有する低域通過フィルタを必要とし
、従って、例えば、５７６、７　ｋ　Ｈｚ　＝　０．７
３ｍ５ｅｃよりも大きな持続時間のインパルス応答を有
することが必要であり、このインパルス応答持続時間は
単一のタイムスロットの持続時間よりも大きいことが必
要である。明らかにこの方法は受は入れられない方法で
ある。

第２の方法は２つの直交波（ブランチ）の平均ＤＣ値を
別々に単純に計算し、これらの値をそれぞれのブランチ
信号から差引く方法である。即ち、Ｉ　　（ｋ）＝Ｉ　
　（ｋ）−１／ＪΣ　ＩＢ（ｋ）ＣＢｋ＝１ Ｑ　　（ｋ）＝Ｑ　　（ｋ）−１／ＪΣ　ＱＢ（すＣＢ
ｋ＝１ である。

６７．７ｋＨｚによる周波数変換 ＧＳＭ仕様に互換性のある上記のようなＴＤＭＡ受信機
はＴＤＭＡ送信の１つのタイムスロットの期間中に正確
に６７．７ｋＨｚのキャリアシフト（ｃａｒｒｉｅｒ　
５ｈｉｆｔ）として送信される周波数補正信号を利用し
ている。

■直角チャネル信号とＱチャネル直角信号の６７゜７ｋ
Ｈｚによる周波数変換は以下の結果を達成している。そ
の信号は、ＯＨｚ±Δω／２πに変換され、従って、情
報データレートを低減化しかつ更なる１／１０減算化（
ｄｅｃｉｍｉｎａｔ　１ｏｎ）を許容している。

これは６７．７ｋＨｚ発振器１３９によって発生される
ように直角位相の量子化６７．７ｋＨｚ信号によって達
成される。変換は複合直交混合器（ｃｏｍｐｌｅｘ　ｑ
ｕａｄｒａｔｕｒｅ　ｍ１ｘｅｒ）１４１によって達成
される。ＤＳＰにおいて実現される複合乗算（ｃｏｍｐ
ｌｅｘ　ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉｏｎ）である。

とする。ここで、Ｉ　　（ｋ）及びＱｃ（ｋ）は以前に
与えｊωＯｋ られている。Ｓ　　（ｋ）にｅ　　を掛けた後に、次式
％式％ Ｑ　Ｄ（ｋ）　＝　１／２Ａ　ｓ　ｉｎΔωｋ　　　　
　（１１）望ましい実施例においては、ＴＤＭＡ変調は
送信信号の占有帯域幅を制限する既知のＧＭＳＫのよう
な方法で送信機によって従来は信号処理されている。ラ
ンダムデータ（即ち、周波数補正バーストの代わりのノ
ーマル（通常の）バーストを具備する送信されたＧＭＳ
Ｋ信号の情報帯域幅に比べて、Δωは一般的に小さいこ
とから、Ｓ　Ｄ（ｋｌは制御精度を低下させることなし
に、周波数制御に要する信号処理の複雑性を係数Ｍだけ
１／１０減算化されてもよい。ｌ／１０減算化された信
号５Ｅ（ｋ）は次式の演算によって５Ｄ（ｋ）から得ら
れる、即ち、Ｓ　Ｅ（ｋ）＝　Ｓ　Ｄ（Ｍ　ｋ　）　　
　　　　　　　（１２）である。これは機能ブロック１
４３、即ち通常の係数Ｍの１７１Ｏ減算器（ブロック）
（ｄｅｃｉｍａｔｏｒ）において達成される。従って、
５Ｅ（ｋ）の妥当なサンプルの間のＭ−１サンプルのの
５Ｄ（ｋ）は簡単に削除される。

１／１０減算化された変換信０の位相の計既知の三角関
数恒等式（ｔｒｉｇｏｎｏｍｅｔｒｉｃ　１ｄｅｎｔｉ
ｔｉｅｓ）に従ってｖｃｘｏ　＜電圧制御発振器）１１
５の出力信号とｘ　（ｔ）信号との間の位相関係を計算
することはｌ／ｌｏ減算化され、かつ変換されたＩ及び
Ｑ信号サンプルを用いて行なうことが可能である。この
位相関係はに番目の（ｋ次）減算化されたサンプル周期
に対してθ（ｋ）として表わされる。位相サンプルθ（
ｋ）は次式で表わされる演算を介して５Ｅ（ｋ）から計
算される。即ち、 θ（ｋ）　＝ｔａｎ　　（Ｑ　Ｅ　（ｋ）　／　Ｉ　Ｅ
　（ｋ）　）＝　ｔａｎ’（ｓｉｎΔωｋ　／ｃｏｓΔ
ωｋ）＝　ｔａｎ−１（ｊａｎ（Δωｋ　））二Δωｋ
　　　　　　　　　　　　（１３）ここで、ｋの時間間
隔はｌ／１０減算化周期であると理解される。

（１３）式におけるｊａｎ　　（ＱＥ（ｋ）／Ｉ　Ｅ（
ｋｌ）の計算においては３つの問題点が生ずる。

１９　　分数固定小数点装置（ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ　
ｆｉｘｅｄ　ｐ。

ｉｎｔ　ｍａｃｈｉｎｅ）上におけるＱ　　Ｏｃ）のＩ
Ｅ（ｋ）による割算はＩ　　（ｋ）　＞　Ｑ　Ｅ（１≧
０の場合に限定されている。

２、　　ｊａｎ’（ｘ）は逆超越関数（ｉｎｖｅｒｓｅ
　ｔｒａｎｓｃｅｄｅｎｔａｌ　ｆｕｎｃｔｉｏｎ）で
あってティラー級数展開か或いは表（テーブル）照合か
のいずれかを必要とする。

３、　　ｊａｎ　　（Ｑ　　（ｋ）／Ｉ　Ｅ（ｋ））の
有効範囲は位相分解（ｐｈａｓｅ　ｕｎｗｒａｐｐｉｎ
ｇ）の後±１８０°以上に拡張しており、従ってｊａｎ
’関数は固定小数点装置（ｆｉｘｅｄ　ｐｏｉｎｔ　ｍ
ａｃｈｉｎｅ）に対して適切にスケール（Ｓｃａｌｅｄ
）されなければならない。

以上の三つの問題点はすべて以下のように解決されるで
あろう。即ち、 （ａ）［０，４５°］の範囲に対しては小容量（２５６
語）ＲＯＭの逆正接ＲＯＭテーブルを使用すること。こ
のＲＯＭテーブルを用いるためには、（８命令サイクル
）にわたるＱ　　（ｋ）／ＩＥ（）ｃ）の短い割算が８
ビットＲＯＭテーブルアドレスを与えるためには必要と
される。逆正接ＲＯＭテーブルの範囲にわたって、不等
式１Ｅ（ｋ）〉ＱＥ（ｋ）≧０が成立しているというこ
とに注意して下さい。

（ｂ）　　逆正接表の範囲を下記の（ｉ）、（ｉｉ）及
びＧｉＯによって±１８０°まで拡張すること。即ち、
（ｉ）　　Ｑ　　（）ｃ）とＩＥ（ｋ）の符号を保存す
る、（ｉｉ）　　Ｉ　ＩＥ（ｋ）Ｉ＞ＩＱＥ（ｋ）ＩＱ
Ｅ（如Ｉか或いは逆かに注意する、及び ＧｉＤ　　三角関数恒等式の予め計算されたテーブルを
用いて４つの直角位相（ｑｕａｄｒａｎｔｓ）の各々に
おいて逆正接関数を計算する、ことである。

（Ｃ）　　ＲＯＭテーブル値を分解位相θ０（ｋ）の最
大可能範囲にスケーリングすること。この範囲は±Ｖ＝
±〔最大許容周波数誤差（＆）・ｌタイムスロット　（
秒）の期間・３６０°＋１８０°〕によって与えられる
。

例えば、ＩＧＨｚにおいて±２．５ｐｐｍの安定度のＶ
ＣＸ　Ｏ１１５に関して、最大許容周波数誤差は±２゜
５ｋＨｚでありかつθｏ　（ｋ）の位相範囲は以下に与
えられる。即ち、±［（２，５ｋＨｚ）　（０，８５ｍ
５ｅｃ）　３６０゜＋１８０°］＝±７０２°＝±Ｖで
ある。

全ての位相値は従ってＶ＝７０２°によってスケールさ
れ位相分解アルゴリズムにおけるオーバーフローを防止
するに違いない。

位相サンプルから位相軌跡を　成すること１　　（ｋ）
及びＱＥ（）ｃ）の符号が維持されるならば、ｊａｎ　
　（Ｑ　Ｅ　（ｋ）／　Ｉ　Ｅ　（ｋ）　）は間隔Ｃ−
ｙｒ、ｙｒ）にわたってのみ定義される。即ち等偏向に
間隔［−１８０゜１８０°〕にわたってのみ定義される
。周波数制御プロセスにおいて絶対位相が既知でないこ
とから、いかなる与えられたサンプルとしての５Ｅ（ｋ
）もこの範囲内の位相サンプルθ（ｋ）を与えるであろ
う。

例えば、θ（ｋｌの位相計算の出力が位相軌跡として直
接的に使用され、かつθ（１）＝１７９°、θ（２）−
一１７９°、θ（３）　＝−１７７°、・・・で与えら
れるならば、θ（ｋ）の位相軌跡の時間微分を介しての
瞬時周波数オフセットの決定はθ（１）とθ（２）との
間の明らかなる一３５８°の位相ジャンプ（ｐｈａｓｅ
　ｊｕｍｐ）によってあいまいな（ａｍｂ　ｉｇｕｏｕ
ｓ　）結果を与えるであろう。事実、位相サンプルが範
囲±１８０°以外の値を取ることを可能にすることによ
って位相がこの例において“分解される（ｊ＋ｎｗｒａ
ｐｐｅｄ　）”ならば、位相サンプルはすべての位相サ
ンプル毎に２°だけ増加するということが明らかになる
。

位相サンプルを分解するために、位相分解（ｐｈａｓｅ
　ｕｎｗｒａｐ）機能ブロック１４７が本発明のＤＳＰ
において使用されている。概念的には、増加位相軌跡及
び減少位相軌跡の両方に対する分解プロセスが第２図に
おいて図示されておりしかも本発明のＤ　Ｓ　Ｐ　１１
１によりて実行される以下の工程（ｓｔｅｐ）によって
達成される。即ち、 Ｉ　ｎ１ｔｉａｌｉｚａｔｉｏｎ：　　　　　　θ（ｋ
ｌ、　ｋ　＝１．、、、、　Ｎｆｒｏｍ　　Ｓ　ｔｅｐ
２ Ｐ　ｒｅｖｉｏｕｓ＝θ（１） Ｓ　ｕｍｐｈａｓｅ＝Ｏ Ｔ　ｈｒｅｓｈｏｌｄ＝９０゜ ＤＯｋ＝２ｔｏＮ Ｃｕｒｒｅｎｔ＝　θ（ｋｌ　＋Ｓ　ｕｍｐｈａｓｅｌ
　Ｆ　（１（Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ｐ　ｒｅｖｉｏｕｓ）ｌ
　＜Ｔｈｒｅｓｈｏｌｄ）ＨＥＮ θｏ（ｋ）＝θ（ｋ） Ｐ　ｒｅｖｉｏｕｓ＝θｏ（ｋ）（Ｎｏ　　ｐｈａｓｅ
　　ｊｕｍｐ）Ｅ　　Ｌ　　Ｓ　　Ｅ　　　Ｉ　　Ｆ　
　（（Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ｐ　ｒｅｖｉｏｕｓ）＜−Ｔｈ
ｒｅｓｈｏｌｄ）ＨＥＮ Ｓ　ｕｍｐｈａｓｅ：Ｓ　ｕｍｐｈａｓｅ＋３６０゜θ
ｏ（ｋ）＝Ｃｕｒｒｅｎｔ＋３６０゜Ｐ　ｒｅｖｉｏｕ
ｓ＝θｏ（ｋ）（−３６０°　ｐｈａｓｅ　　ｊｕｍｐ
）ＬＳＥ Ｓ　ｕｍｐｈａｓｅ＝　Ｓ　ｕｍｐｈａｓｅ　−３６０
゜θｏ（ｋ）＝Ｃｕｒｒｅｎｔ−３６０゜Ｐ　ｒｅｖｉ
ｏｕｓ＝θｏ（ｋ）（＋３６０°　ｐｈａｓｅ　　ｊｕ
ｍｐ）ＥＮＤ　　ＩＦ　　　ＥＮＤ　　Ｄ。

ｋε［１，Ｎ］におけるθ０（ｋ）による分解位相点の
アレイは瞬時周波数オフセットの引き続く計算において
使用されている。分解位相サンプルθｏ　（ｋ）は、丁
度（１３）式によって与えられる値Δωにであり、Δω
には（間隔［−１８０°、１８０°コ以外の値を含む）
いかなる値をも取りつる。

いかなる雑音も、量子化も、或いは周波数不安定性も存
在しない場合においては、瞬時周波数誤差はただ任意の
２つの位相サンプル間の誤差を用いて（１３）式から計
算できるであろう。実際には、全てのこれらの欠陥（減
損）はただ２つのサンプルを用いることからの計測誤差
を結果として生ずる。

代わりに位相軌跡に対する最小２乗線形近似が使用され
る。このような最小２乗線形近似曲線の傾斜（Ｓｌｏｐ
ｅ）は、そこで、瞬時周波数に比例する。

Ｍ、Ｓｃｈｗａｒｔｚ及びＬ　、　Ｓｈａｗによる、“
ｌｎ皿Ｌしｒｏｃｅｓｓｉｎ　：　Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　
Ｓ　ｅｃｔｒａｌ　Ａｎａｌ　ｓｉｓ、Ｄｅｔｅｃｔｉ
ｏｎ、ａｎｄ　Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ、”　ＭｃＧｒａ
ｗ−Ｈｉｌｌ、１９７５゜ｐｐ１４−１５．と題する論
文から、２Ｎ＋１のデータ点θｏ（−Ｎ）、・・・θ０
（０）、・・・θｏ（Ｎ）のセットに対する最小２乗線
形近似曲線の傾斜（Ｓ）は機能ブロック１４９によって
演算される以下の計算によって与えられる。即ち、 θ０（ｎ）は角度（ｄｅｇｒｅｅｓ）の単位を有すると
仮定して下さい。瞬時周波数誤差はそこで次式で与えら
れる。即ち、 こでＬはＡ／Ｄコンバータ１０７及び１０９によって使
用されるオーバーサンプリング係数（ｏｖｅｒｓａｍｐ
ｌｉｎｇ　ｆａｃｔｏｒ）である。即ち、Ａ／Ｄサンプ
リングレートはＬ・２７０．８３３　ｘ　１０’サンプ
ル／秒である。

周波数誤差は（ａ）入力振幅Ａには無関係に独立であり
かつ（ｂ）Ｈｚ（（１５）式を参照）の項で直接的に較
正できるということに留意することが重要である。

（１５）式によって与えられる周波数誤差の乗算の後、
増幅器機能ブロック１５１におけるループ利得定数αと
通常の積分器１５３においてこの結果を積分することに
よって、積分器出力はＤ／Ａコンバータ１５５によって
アナログ電圧ｖｃ（ｔ）に変換される。Ｄ／Ａコンバー
タ１５５の出力アナログ電圧ｖｏ（ｔ）は電圧制御発振
器Ｖ　ＣＸ　Ｏ１１５を駆動し、それによって周波数制
御ループを閉じている。

ループ利得定数αの適当なる選択及び電圧制御発振器ｖ
ｃｘｏのＨ２／ｖｏｌｔ利得定数のデータ情報とをもっ
て、（１５）式によって与えられる周波数誤差はＨｚ（
ヘルツ）で直接的に較正可能であるためＴＤＭＡ信号の
丁度、１タイムフレームの期間内においてループをロッ
クすることが可能である。

−殻内に云って、最小２乗線形近似アルゴリズムにおい
て使用される位相サンプル点の数が大きくなればなるほ
ど計算された周波数計測誤差は小さくなる。しかしなが
ら、非常に多数のデータ点はまた大容量の計算を必要と
する。複雑性と周波数計測精度との間のトレードオフを
調べるために、多くのコンピュータシミュレーションが
実行された。ここでは（ａ）周波数オフセットは±５０
０　Ｈｚの間を各々の周波数ステップにおける１タイム
スロツトのデータとともに１．９５Ｈｚの増加単位で変
化され、（ｂ）異なった値のｌ／１０減算化フアクタ（
ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ　ｆａｃｔｏｒ）（Ｍ）及び最小
２乗線形近似アルゴリズムにおいて使用される計測デー
タ点の数は、積（２Ｎ＋　１　）（Ｍ）ミ８００を保ち
つつ、同一スパン（ｓｐａｎ）のデータ点が各々のケー
スで使用されるように変化されていた。

これら３つのシミュレーションを要約すると以下に与え
られる。即ち、 ３、　　　　　　　４０　　　９　　　　１９　　　　
　　２７Ｈｚ従来の８ビツトＤ／Ａコンバータ１５５は
周波数制御ループにおいて使用され電圧制御発振器ｖＣ
Ｘ０１１５の安定性は１９．５Ｈｚの誤差をステップサ
イズを含みＩＧＨｚにおいて、±２．５ｐｐｍであるた
め、シミュレーション２において使用されるＮ及びＭの
値は電圧制御発振器Ｖ　ＣＸ　Ｏ，１１５の安定性に関
係するＤ／Ａコンバータ１５５の約１／２　Ｌ　Ｓ　Ｂ
　（ｌｅａｓｔｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ　ｂｉｔ）の周
波数計測誤差に結果的にはなるであろう。シミュレーシ
ョン２の結果は第３図に図示されており、Ｄ／Ａコンバ
ータのアナログ出力電圧ｖｃ（ｔ）は周波数オフセット
の関数としてプロットされている。

Ｎが一度、選択されると、（１４）式の分母はあらかじ
め計算できるということに注意して下さい。

便宜上、（１４）式において用いられた分母は周波数計
測処理を高速化するために、分母Ｗを２の累乗となるよ
うに選択することによって選択可能である。即ち、 である。（１５）式で既に定義さ、れた定数を使用して
、測定されたパラメータＳ′による瞬時周波数誤差に対
する表現は下記の通りである。即ち、である。望ましい
実施例においては、 Ｍ＝２０　　　Ｗ＝５１２ Ｌ＝８　　　　　Ｖ＝２０４８ Ｎ　＝　１９ であり、そして従って、 ｆ　　　　（Ｈｚ）　＝６３，８７５・Ｓ′となる。

ｒｒｏｒ 本発明を使用する受信機をよく用いるシステムは前述の
ＧＳＭ文書で汎ヨーロッパシステム（Ｐａｎ−Ｅ　ｕｒ
ｏｐｅａｎ　Ｓ　ｙｓｔｅｍ）のために特定的に仕様さ
れたシステムである。第４図において図示されるタイミ
ング図はバーストＴＤＭＡ送信を本発明の周波数制御に
関係づけるものである。第４図において図示される例示
的な送信においては、１送信フレーム及び第２の送信フ
レームの１部分は中心キャリア周波数（ｃｅｎｔｅｒ　
ｃａｒｒｉｅｒ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）（ｆ　）に関す
る周波数動作範囲（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｅｘｃｕｒｓ
ｉｏｎｓ）されている。これらの情報ブロックの内の各
々は、従来のＴＤＭＡタイムスロットであり、各々のタ
イムスロットは選択された異なる受信機に対して情報を
伝達する。望ましい実施例においては、各々のフレーム
は４．６ｍｓに等しい期間持続し、かつ各々のタイムス
ロットは０．５８ｍ５の期間だけ持続する。

送信機から様々な受信機に対して周波数補正信号を送る
ために、望ましい実施例では、４０１（第４図）で図示
されるように所定のタイムスロットの間、明確なキャリ
ア周波数シフトを使用する。（このキャリア周波数シフ
トは“純正弦波（Ｐｕｒｅ　ｓｉｎｅｗａｖｅ）”（Ｐ
ＳＷ）と呼ばれるようになっている）。

キャリアシフトは１３ＭＨｚ／１９２ミロ７、７０８　
ｋ　Ｈｚ　（±０゜０５ｐｐｍ＝±０．００３３８Ｈｚ
の許容範囲内において）に等しい。正規のＴＤＭＡ通信
では表示されるように、後続のタイムスロットにおいて
発生する。ＰＳＷは各々のフレームの間に送信される必
要はなく、望ましい実施例では毎秒約２１回の割合（レ
ート）でＰＳＷを送信する。

本発明の周波数制御は前述の如＜ｐｓｗを処理する。Ｐ
ＳＷを受信すると、周波数オフセット（出における）を
要求される周波数制御信号（ｍＶにおける）に関係づけ
る曲線は、位相軌跡の計算によって計算される周波数オ
フセットの値に基づいて応答指令信号を送られている（
ｉｎｔｅｒｒｏｇａｔｅｄ）。

周波数オフセットに対応する制御信号（ＶＣ（ｔ））の
単一の値が決定されている。この単一の制御信号の値は
、ｖｃｘｏ周波数を送信されたＴＤＭＡ信号のキャリア
周波数の０．　Ｏ３ｐｐｍの範囲内に置く単一のステッ
プとしてＶＣＸＯ１１５へ入力されている。この単一の
制御信号の値は次のＰＳＷが受信されるまでその信号の
フレームの期間中維持される。このようにして、送信キ
ャリア周波数と受信周波数との間の急速かつ正確な周波
数補正が達成される。

以下に本発明の実施態様項を列記する。

１、　前記発生する手段は更に、前記周波数差に関係し
た少なくとも１位相分の大きさを計算し、かつ前記通信
バーストを処理する手段は更に前記周波数補正信号バー
ストを■とＱの直角変調周波数補正バースト信号に変換
する手段を含むことを特徴とする特許 タル無線受信機用周波数制御装置。

２、前記発生する手段は更に、 前記ＩとＱの直角変調周波数補正バースト信号の内の少
なくともいくつかの周波数を所定の周波数によって変換
する手段と、 前記■とＱの直角変調周波数補正バースト信号をサンプ
リングして■とＱ補正信号サンプルを発生する手段と、 前記■とＱの補正信号サンプルの内の少なくともいくつ
かから位相軌跡を発生する手段と、直流電流オフセット
を補償する手段、とを含むことを特徴とする前記実施態
様項ｌ記載のディジタル無線受信機用周波数制御装置。

３、　前記少なくとも１位相分の大きさを計算する手段
は更に、Ｑ補正信号サンプルを■補正信号サンプルで割
った商の逆正接を計算する手段を有することを特徴とし
、かつここで位相軌跡を発生する前記手段は更に、１つ
の逆正接の第１の計算結果から１つの逆正接の第２の計
算結果への最小２乗線形適合曲線を計算する手段を有す
ることを特徴とし、その結果として各々の周波数差に対
する１つの単一制御信号値が導出される周波数差対制御
信号値の関係を発生することを特徴とする、前記実施態
様項２記載のディジタル無線受信機用周波数制御装置。

４、　前記発生する手段は更に、各々の周波数差に対し
て１つの単一制御信号値が導出される周波数差対制御信
号値の関係を発生する手段を有することを特徴とし、か
つ前記単一制御信号値を発生し適用して前記周波数差を
補正する前記手段は複数の通信バーストの１フレーム内
に前記単一制御信号値を適用することを特徴とする、前
記特許請求の範囲第１項記載のディジタル無線受信機用
周波数制御装置。

５、　補正信号を発生する手段は、周波数オフセットの
関数としての補正値の較正されたＳ曲線をディジタル的
に発生し、かつ基準信号の振幅変動に対して実質的に無
感覚な手段を有することを特徴とする、前記特許請求の
範囲第２項記載の自動周波数調整回路。

６、　補正信号は発振器手段に影響を与えて、ＩＯシス
テムフレーム以内の１ステツプにおいて通信信号の周波
数の１　ｐｐｍ以内の信号を発生することを特徴とする
特許 周波数調整回路。

７、　前記通信バーストを処理する工程は更に、前記周
波数補正信号バーストを■及びＱ直角変調周波数補正バ
ースト信号に変換する工程を有することを特徴とし、か
つ前記少なくとも１位相分の大きさを計算する工程は更
にＩ補正信号サンプルによって割算されたＱ補正信号サ
ンプルの商の逆正接を計算する工程と、 １つの逆正接の第１の計算結果から１つの逆正接の第２
の計算結果への最小２乗線形適合曲線を計算し、各々の
周波数差に対して１つの単一制御信号値を導出する周波
数差対制御信号値の関係を発生する工程とを有すること
を特徴とし、前記単一制御信号値を発生する工程は更に
、（ａ）　　前記周波数差に関係した少なくとも１位相
分の大きさを計算する工程と、 （ｂ）　　前記Ｉ及びＱ直角変調周波数補正バースト信
号の内の少なくともいくつかの周波数を所定の周波数に
よって変換する工程と、 （Ｃ）　　前記■及びＱ直角変調周波数補正バースト信
号をサンプリングして■及びＱ補正信号サンプルを発生
する工程と、 （ｄ）　　前記Ｉ及びＱ補正信号サンプルの内の少なく
ともいくつかから位相軌跡を発生する工程と、（ｅ）　
　直流電流オフセットを補償する工程との工の組み合わ
せを有することを特徴とする、前記特許請求の範囲第３
項記載のディジタル無線受信機用周波数制御方法。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を適用するＴＤＭＡ受信機のブロック図
である。 第２図は位相軌跡を増加し、減少する両方向に対する分
解プロセスを図示している。 第３図は計算機シミュレーション結果を図示している。 第４図は本発明の周波数制御に対するバーストＴＤＭＡ
送信に関係したタイミング図を図示している。 １０３・・・ＴＤＭＡ送信機、１０４・・・アンテナ、
１０５・・・直角復調器、１０７，　１０９・・・Ａ／
Ｄコンバータ、１１１・・・ディジタルシグナルプロセ
ッサ（ＤＳＰ）機能ブロック、１１３・・・通信信号リ
カバリーブロック、１１５・・・電圧制御発振器（ＶＣ
ＸＯ）　、１１７・・・移相器、１１９・・・同相（Ｉ
）混合器、１２１．　１２５・・・フィルタ、１２３・
・・直角位相（Ｑ）混合器、１２９・・・直流（ＤＣ）
減算処理ブロック、１３１，　１３５・・・ＤＣ推定（
評価）機能ブロック、１３３，　１３７・・・ディジタ
ル加算器、１３９・・・６７。 ７ｋＨｚ発振器、１４１・・・複合直交混合器、１４３
・・・ｌ／１０減算機能ブロック、１４５・・・逆正接
機能ブロック（ＴＡＮ’（Ｑ／Ｉ　））、１４？・・・
位相分解（ｐｈａｓｅ　ｕｎｗｒａｐ）機能ブロック、
１４９・・・位相軌跡の最小２乗線形評価（傾斜のみ）
ブロック、１５１・・・増幅器機能ブロック、 ・・・積分器、 ・・・Ｄ／Ａコンバー タ、 ・・・所定のタイムスロット（ 第４図）

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）後続する通信バーストの無線キャリアの周波数と
   無線受信機による受信周波数との間の周波数差の補正を
   可能にするバーストとしての送信された周波数補正信号
   を用いるバースト−モード無線通信システム用周波数制
   御装置であって、 可変周波数発振器を含み、周波数補正信号バーストを受
   信し、かつ前記可変周波数発振器と前記通信バーストの
   無線キャリア周波数との間の周波数差を具備する通信バ
   ーストを処理する手段と、及び、 前記手段に結合され、前記周波数補正信号バーストを受
   信し、単一制御信号値を発生しかつ前記周波数差を補正
   するべく前記単一制御信号値を前記可変周波数発振器へ
   適用する手段、とを含むことを特徴とするディジタル無
   線受信機用周波数制御装置。
2. （２）所定の公称周波数において信号を発生する発振器
   手段と、 発振器手段の実質的な周波数における通信信号と、通信
   信号周波数に対する固定周波数オフセットを有する基準
   信号とを受信する手段と、及び基準信号に応答して発振
   器手段に対する補正信号を発生し、発振器手段に影響を
   与えて通信信号の周波数における信号を発生するディジ
   タル手段とを具備することを特徴とする無線用自動周波
   数調整回路。
3. （３）後続する通信バースト無線キャリアの周波数と無
   線受信機による受信周波数との間の周波数差の補正を可
   能にするバーストとしての送信された周波数補正信号を
   用いるバースト−モード無線通信システムにおける受信
   機用の周波数制御方法であって、 周波数補正信号バーストを受信し、可変周波数発振器と
   前記通信バーストの無線キャリア周波数との間の周波数
   差を有する通信バーストを処理する工程と、 前記周波数補正信号バーストの前記受信に応答して単一
   制御信号値を発生し、前記単一制御信号値を前記可変周
   波数発振器に適用して前記周波数差を補正する工程との
   工程の組み合わせを有することを特徴とするディジタル
   無線受信機用周波数制御方法。