JPH02290163A - Ｎ相正弦波変換器 - Google Patents

Ｎ相正弦波変換器

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JPH02290163A
JPH02290163A JP2060870A JP6087090A JPH02290163A JP H02290163 A JPH02290163 A JP H02290163A JP 2060870 A JP2060870 A JP 2060870A JP 6087090 A JP6087090 A JP 6087090A JP H02290163 A JPH02290163 A JP H02290163A
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ジェリー・シー・ゼ
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Robert F Mcclanahan
ロバート・エフ・マクラナハン
David M Lusher
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Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野】 本発明は一般にＤＣ−ＡＣ変換器、特に広範囲に変化す
る負荷に対して効果的に動作する正弦波ＤＣ　−　ＡＣ
変換器に関する。
〔従来技術］ ＤＣ−ＡＣ変換器は電力供給の際に使用され、最初の電
源はＤＣ電圧を供給し、供給電圧は最初の電源電圧に関
してステップアップまたはダウンされる。ＤＣ−ＡＣ変
換は、必要に応じてステップアップまたはステップタウ
ンすることができるＡＣパワーを供給する。既知のＤＣ
　−　ＡＣ変換器は、方形波変換器および正弦波変換器
を含んでいる。
［発明の解決すべき課題］ 既知の正弦波変換器は、高い効率および低雑音で動作す
るクラスＥパワー変換器と呼ばれることが多いタイプを
含む。しかしながら、既知のクラスＥバワー変換器はそ
れらが構成された固定された負荷によってのみ高い効率
で動作する。異なる負荷、またはパルス化された負荷の
ような可変的な負荷は効率の低下、雑音増加および回路
装置故障の可能性を含む問題を引゜起こす。
したがうて、異なるまたは可変的負荷により高い実効性
で動作するＤＣ−ＡＣ正弦波変換器を提供することが有
効である。
【課題解決のための千段〕
上記およびその他の利点および特徴は、ゲート端子がそ
のＦＥＴをオンおよびオフに切替えるスイッチング信号
に結合されているＦＥＴを具備するＤＣ−ＡＣ正弦波変
換器によって提倶される。
バイラテラル単方向性導電回路はＤＣ電源に応答する共
振回路にＦＥＴのドレイン端子を結合し、クランプ囲路
はドレインおよびソース端子が逆バイアスされることを
阻止するためにバイラテラル導電回路とＦＥＴのソース
端子との間に接続されている。
［実施例］ 以下の詳細な説明および複数の図面において、同一素子
は同一の参照符号により識別される。
第１図を参照すると、単相（Ｎ−１）駆動回路でもよい
Ｎ相駆動回路１１を具備した正弦波変換器ＩＯが概略的
に示されている。駆動回路１ｌは既知の多数の駆動回路
のいずれで構成することも可能であり、それぞれ所望の
ＡＣ動作周波数に対して５０％のデューティサイクルを
有するＮ個の駆動出力を生じる。
１よりも大きいＮに対して、Ｎ相駆動回路１１の各出力
は同じ動作周波数を有するが、３６０／Ｎ度だけオフセ
ットされている。したがって、例えば３相システムに対
して駆動出力は１２０　＠だけオフセットされる。
Ｎ相回路駆動回路ｌ１のＮ個の駆動出力はそれぞれ各ス
イッチング回路に接続され、各スイッチロ路２０は第１
図に示されている。スイッチ回路２０の出力はＮ相整流
器１３に結合されている。他の位相に対するスイッチン
グ回路は、もし存在するならば実質的にスイッチング回
路２０に類似しており、Ｎ相変成器１３に結合された出
力を有している。
スイッチング回路２０は、Ｎ相駆動回路ｌ１の出力の１
つに接続されたゲートを有するＮ個のチャンネルハワー
ＦＥＴ１５を具備している。パヮーＦＥＴｌ５のドレイ
ンはノード１１１に結合されておリ、一方バワーＦＥＴ
ｌ５のソースは接地ノード１１３として例示されている
共通の基準電圧に結合されている。
ダイオード１７の陰極はノード１１１に結合され、ダイ
オードｌ７の陽極は接地ノード１１３に結合されている
。ダイオード１７は過度の電圧からＦＥＴを保護するよ
うに機能する。
ダイオード回路網３０はノード１１１と接地ノード１１
３との間に結合されている。ダイオード回路網３０は交
差結合されたダイオード１９．　２１を具備している。
ダイオードｌ９の陽極およびダイオード２１の陰極は共
にノード１１１に接続されている。ダイオード１９の陰
極およびダイオード２１の陽極はノード１１５に接続さ
れている。ダイオード回路網３０はさらにノード１１５
に接続された陰極および接地ノード１１３に接続された
陽極を有するダイオード２３を具備している。ここでさ
らに詳しく論じるように、ダイオード２３はＦＥＴ１５
のボディダイオードの代りに逆電流を導き、速い回復装
置であることが好ましい。
スイッチング回路２０はさらにノード１１５と接地ノー
ド１１３との間に結合されたＣ−Ｌ−Ｃ共振回路４０を
具備している。共振回路４０は、ノード１１５と接地ノ
ード１１３との間に結合されたキャパシタ２５を具備し
ている。インダクタ２７はノード１１５とノード１１７
との間に接続され、別のキャパシタ２９がノード１１７
と接地ノード１１３との間に接続されている。共振回路
４０の共振周波数は実質的にＦＥＴ１５のゲートに供給
される信号の周波数に等しい。
共振回路４０はインピーダンス整合回路網として機能し
、その素子は１よりも大きいＱを与えるように選択され
、その結果としてバワーＦＥＴ１５がオフに切替えられ
たときバワーＦＥＴｌ５の両端の電圧が共振回路４０の
共振周波数でリングする。その共振回路４０は特にＮ相
変成器ｌ３に供給された負荷にバワーＦＥＴ１５の出力
インピーダンスを整合し、さらに電圧および電流変位（
ゼロ交差する）を種々の時間に発生させ、それによって
トランジスタスイッチング損失を減少する。共振回路４
０はまたオンへの切替えの際に最大のｖ０１を越えない
ようにバワーＦＥＴｌ５に対する電圧を制御する。
共振回路４０はしばしばパイ回路と呼ばれる既知の構造
として明確に示されているが、ＬおよびＴ回路網のよう
なその他のインピーダンス整合回路網も使用されること
ができる。バワー双極トランジスタもまたバワーＦＥＴ
ｌ５の代わりに使用されることができる。
ノード１１７はフィードチョークであり、一定の電流を
許容するのに十分に大きいインダクタ３１を介してＤＣ
電源Ｖ。に結合されている。インダクタ３１はさらにＤ
Ｃｇ源ｖｄ。に対するＲＦ分離を行う。ＡＣリップルフ
ィルタキャパシタ３３はＤＣｍ源ｖｄｃと接地基準ノー
ド１１３との間に結合されている。
ノード１１７における電圧ｖ２は正弦曲線的に変化し、
位相がＦＥＴ１５に対する入力に関して１３５度より大
きく１８０度より小さく外れている。
インピーダンス整合変成器３５の入力はノード１１７お
よび接地基準ノード［１３に結合されている。
インピーダンス整合変成器の出力はＮ相変成器ｌ３の１
つの入力に結合されている。
全負荷（低インピーダンス）および軽い負荷（高インピ
ーダンス）状況に対する関連した電圧および電流波形を
それぞれ概略的に示した第２図Ａ乃至第２図Ｆおよび第
３図Ａ乃至第３図Ｆを参照して１に等しいＮに対する正
弦波変換器１０の動作を説明する。電圧ｖ１はバワーＦ
ＥＴｌ５のゲートに供給された電圧であり、一方Ｖ，は
ＦＥＴｌ５のドレインにおける電圧である。電流Ｉ６は
ＦＥＴ１５のドレイン電流であり、電流Ｉ０はダイオー
ド２３を通る電流である。電圧Ｖ１はノード１１５にお
ける電圧であり、電圧ｖ２はノード１１７における電圧
である。
ＦＥＴｌ５のゲートにおける電圧Ｖ，が低に変位したと
き、ＦＥＴ１５はオフに切替わり、電圧Ｖヨが低い間オ
フのままである。ノード１１５における電圧ｖ１は時間
期間Ｔ１にわたってリングアップ（増加）し、その後時
間期間Ｔ２にわたってダウン（減少）する。同じ時間期
間Ｔ１およびＴ２中、ＦＥＴのドレインにおける電圧Ｖ
．はまたＦＥＴｌ５の寄生容量がダイオード２１を通し
て充電され、その後ダイオード１９を通して放電される
際にリングアップし、その後ダウンする。ダイオード１
９．２１の両端の電圧降下の結果として、ＦＥＴ１５の
ドレインにおける電圧Ｖ，はリングアップするとき電圧
ｖ１より小さい１ダイオード降下となり、それがリング
ダウンするときに１ダイオード降下は電圧ｖ１より大き
くなる。
ノード１１５における電圧ｖ１が時間期間Ｔ３中に負に
なった場合、ダイオード２３は電流！。を導き、電圧ｖ
１が１ダイオード降下より負になることを阻止する。結
果的に、ＦＥＴｌ５のドレインにおける電圧ｖｄはゼロ
・より下になることを阻止される。したがって、ＦＥＴ
のボディダイオードが逆バイアスされることが阻止され
る。もしもＦＥＴｌ５のボディダイオードが道導通状況
をもたらすために逆バイアスされてもよいならば、結果
として故障の可能性だけでなく電力消費が高くなり、効
率が劣化する。
ＦＥＴｌ５のゲートにおける電圧Ｖ．が高に変位した場
合、ＦＥＴｌ５はオンに切替わり、時間期間？４中電圧
Ｖ．が高である間オンのままである。
．ＦＥＴドレイン電流１，はインダクタ２７およびダイ
オード２１を通して導電し、そのオン抵抗×ドレイン電
流に等しいＦＥＴｌ５に対する電圧降下を引起こす。電
圧ｖ１は時間期間Ｔ４中電圧ｖ６より上の１ダイオード
降下である■。
時間期間Ｔ４の終りに、ＦＥＴ１５のゲートに供給され
た電圧ｖ１は再び低に変位し、上記のように反復する。
ノード１１７における電圧■２は、ＦＥＴがそのゲート
に供給された電圧■．によって期間的にオンおよびオフ
に切替えられた場合にＤＣ電源Ｖ。
によって洪給されたエネルギが共振回路４０の周囲でリ
ングしたときに正弦曲線形状となる。
第３図Ａ乃至第３図Ｆに示されるような軽い負荷により
、時間期間Ｔ１およびＴ２は全負荷よりも短く、一方時
間期間Ｔ３は大きくなる。またＦＥＴｌ５のドレインに
おける電圧Ｖ，のビークは、それがオフの間は全負荷に
よるよりも大きくなる。
ＦＥＴ１５の両端の電圧降下はオンの間小さくなる。
ダイオード２３のクランプ動作はＦＥＴｌ５のボディダ
イオードが逆バイアスされることを阻止し、それにより
特に軽い負荷において著しい電力消費の高い逆導電を防
止する。クランプ動作を行わないと、ＦＥＴ１５は時間
期間Ｔ３中上記に論じられたように軽い負荷により増加
する逆電流にさらされる。したがって、９２乃至９５％
程度の比較的一定した高い効率は広範囲に変化する負荷
に対して与えられる。高い効率の結果として、ｌＯＭＨ
ｚの動作周波数が使用されることができる。
以下において、記載の正弦波変換器に対する動作パラメ
ータおよび部品値の例が示されて．いる。
ＦＥＴｌ５のゲートに供給された信号の周波数はＦ．で
示され、ＦＥＴの両端のピーク電圧はＶ．で示されてい
る。
Ｖ，．　　　　　：１４０ボルトＤＣ Ｆ．　　　　　　：ＩＭＨｚ ｖ，　　　　　　：４２０Ｖ ＦＥＴｌ５　　　：インターナショナル・レクチファイ
ア社のＩ　Ｒ　Ｆ　４５０ ダイオードｌ７：マイクロセミコンダクタ社のＩＮ６１
７３ ダイオード１９：ｓＥＭＴＥｃＨのＩＮ８０８１ダイオ
ード２１：ＳＥＭＴＥＣＨのＩＮＢＯ８１ダイオード２
３：ソリッドステートデバイス社のＳＤＲ３Ｋ インダクタ２７７　１．３５マイクロヘンリイインダク
タ３１　：　３．５マイクロヘンリイキャパシタ２５：
ｌＢ．４ナノファラドキャパシタ２９：１２．５ナノフ
ァラドキャパシタ３３：０．０５マイクロファラド上記
は限定的にパワーＦＥＴの使用を示しているが、共振回
路４０のキャパシタ２５．　２９およびインダクタ２７
に対して異なる値が必要とされるバワー双極接合トラン
ジスタも使用されることができる。
上記において、可変的な負荷および広範囲の負荷に対し
て高い効率で動作するＤＣ−ＡＣ正弦波変換器が示され
ている。正弦波変換器はまた低調和雑音の発生、スイッ
チング素子に対する低いストレス、したがって高い信頼
性および低価格という利点をもたらす。また放出された
雑音は減少され、さらに簡単なＡＣフィルタが使用され
ることができる。正弦波変換器はさらに高い動作周波数
を許容する。
上記には本発明の特定の実施例が記載および説明されて
いるが、当業者は本発明の技術的範囲を逸脱することな
く添付された特許請求の範囲の各請求項によって限定さ
れるように種々の修正および変更を行なうことができる
。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明によるＤＣ−ＡＣ正弦波変換器を概略的
に示す。 第２図Ａ乃至第２図Ｆは、第１図の正弦波変換器の全負
荷動作に対する関連した電圧および電流波形を示す。 第３図Ａ乃至第３図Ｆは、第１図の正弦波変換器の軽負
荷動作に対する関連した電圧および電流波形を示す。 １０・・・正弦波変換器、１■・・・Ｎ相駆動回路、ｌ
３・・・Ｎ相変成器、２０・・・スイッチング回路、１
５・・・ＦＥＴ，２３・・・ダイオード、 ３１・・・インダク ３３・・・キャパシタ。

Claims (11)

    【特許請求の範囲】
  1. （１）（ａ）スイッチング信号を受信する制御端子、お
    よび（ｂ）トランジスタが前記スイッチング信号に続い
    てオンに切替えられたとき、導電パスによって被制御可
    能に結合される第１および第２の制御端子を有するスイ
    ッチングトランジスタと、 ＤＣ電源に応答する共振回路と、 前記共振回路に前記スイッチングトランジスタの前記第
    １および第２の被制御端子を導電的に結合し、前記第１
    および第２の端子が逆バイアスされることを阻止する手
    段とを具備している正弦波変換器。
  2. （２）前記結合手段は、前記共振回路に前記ＦＥＴのド
    レインを導電的に結合するバイラテラル単方向性導電手
    段と、 前記ドレインおよびソース端子が逆バイアスされること
    を阻止するために前記バイラテラル導電手段と前記ＦＥ
    Ｔのソース端子との間に接続されているクランプ手段と
    を具備している請求項１記載の正弦波変換器。
  3. （３）前記バイラテラル導電手段は導電方向における電
    圧降下を与える請求項１記載の正弦波変換器。
  4. （４）前記バイラテラル導電手段は反対の導通方向で並
    列接続されたダイオードを具備している請求項３記載の
    正弦波変換器。
  5. （５）前記クランプ手段はダイオードクランプを具備し
    ている請求項２記載の正弦波変換器。
  6. （６）前記クランプ手段はクランプダイオードを含む請
    求項１記載の正弦波変換器。
  7. （７）前記結合手段は前記クランプダイオードと直列の
    反対の導通方向で並列接続されたダイオードを具備して
    いる請求項６記載の正弦波変換器。
  8. （８）ゲート端子がそれをオンおよびオフに切替えるス
    イッチング信号に結合されているＦＥＴと、ＤＣ電源に
    応答する共振回路と、 前記共振回路に前記ＦＥＴのドレインを導電的に結合す
    るバイラテラル単方向導電手段と、前記ドレインおよび
    ソース端子が逆バイアスされることを阻止するために前
    記バイラテラル導電手段と前記ＦＥＴのソース端子との
    間に接続されたクランプ手段とを具備している正弦波変
    換器。
  9. （９）前記バイラテラル導電手段は導電方向における電
    圧降下を生じる請求項８記載の正弦波変換器。
  10. （１０）前記バイラテラル導電手段は反対の導通方向で
    並列接続されたダイオードを具備している請求項９記載
    の正弦波変換器。
  11. （１１）前記クランプ手段はクランプダイオードを含む
    請求項８記載の正弦波変換器。
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