JPH02290319A - 自動周波数制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 【Ｗ１　　　　要〕 直交検波され波形整形フィルタで帯域制限された準同期
型復調器のＩ軸及びＱ軸の受信信号を周波数弁別器で周
波数偏差を検出し、更にループフィルタで帯域制限して
局部発振器の制御電圧を発生する自動周波数制御回路に
関し、 周波数引込範囲がＤＴＰの帯域制限に影響されずに局部
発振器の周波数可変幅で決まるようにすることを目的と
し、 該周波数弁別器が、その出力特性の一周期が該波形整形
フィルタの制限帯域を越えるような特性を有しており、
該周波数弁別器の出力側に橿性識別器を設け、該ループ
フィルタを該極性識別器の出力に応じた方向にカウント
してそのカウント値を出力するアップ・ダウンカウンタ
で構成する。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、自動周波数制御回路に関し、特に直交検波さ
れ波形整形フィルタで帯域制限された準同期型復調器の
Ｉ軸及びＱ軸の受信信号を周波数弁別器で周波数偏差を
検出し、更にループフィルタで帯域制限して局部発振器
の制御電圧を発生する自動周波数制御回路に関するもの
である。

近年、衛星を利用したディジタル通信が盛んに行われて
いる。特に、ＶＳＡＴ（νｅｒｙ　Ｓｎ＋ａｌｌ　Ａｐ
ｅｒＬｕｒｅ　Ｔｅｒｍｉｎａｌ）の出現で、その利用
価値は、更に高まりつつある． この衛星を利用した通信を行う場合、周波数の変動が問
題となる．その原因としては、衛星のトランスポンダや
地球局の受信装置の局部発振周波数の温度変化に伴う周
波数の変動、ドプラー効果等が考えられる。

このため、復調器では局部発振器の周波数（基準１ｆＶ
送波周波数）をその変移に追従させる必要があり、特に
伝送速度が低い場合には、その変移が相対的に大きくな
るため、ＡＦＣ　（自動周波数制？ｎ：八ｕｔｏｍａＬ
ｉｃ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｃｏｎｔｒｏｌ）ノレーブ
を設ける必要がある。

〔従来の技術〕

第９図はＡＦＣａ能を備えた一船的な４相−ＰＳＫ準同
期型復調器を概略的に例示したもので、受信信号を４相
直交検波器１１でアナログのＩ軸信号とＱ軸信号とに分
離し、これを更にＡ／Ｄ変換器ｌ２でディジタル信号に
変喚した後、ディジタルトランスバーサルフィルタ（Ｄ
ＴＰ）１３で線路等化（波形整形）してＩ軸及びＱ軸の
ディジタル等化出力を発生し、該ディジタル等化出力に
基づいて搬送波再生（ＣＲ）回路１４がｌ軸データとＱ
軸データとを復調する。

この場合、受信信号の周波数ｆ．に対する局部発振周波
数ｒＬの偏差Δｆが搬送波再生の雑音帯域幅より非常に
大きい場合、搬送波再生回路ｌ４はこの偏差Δｆを迅速
に引き込めない可能性がある． そこでＡＦＣをかけて局部発振周波数ｆＬを、搬送波再
生回路１４が素早く引込動作できる周波数に変化させる
ため、フィルタｌ３のディジタル等化出力を自動周波数
制御回路１５に入力し、その出力電圧の高周波数成分を
ループフィルタ（ＬＰＦ）１６で除去し、この復ＩＩ器
の局部発振器としての電圧制御発振器（ＶＣＸＯ）１７
に制御電圧を与えることにより、４相検波器１１の局部
発振周波数ｆＬを制御し、以て点線で示すＡＦＣループ
を形成している． また、この復調器の各部の動作は、シンボルタイミング
再生回路（ＳＴＲ）１Ｂが、搬送波再生回路１４の出力
に基づいて生成した再生クロックＣＬＫＩ　（シンボル
レートＩｓの２倍のクロック周波数２ｆｓ）を用いて行
われる． 第１０図は、この自動周波数制御回路１５を示したブロ
ンク図で、フィルタｌ３でディジタル等化された４サン
プル信号である■軸及びＱ軸信号を４逓倍器１で４逓倍
することにより余分な変調データを除去し、更に周波数
弁別器２で周波数偏差を弁別し、ディジタルルーブフィ
ルタ（低域通過フィルタ）３で帯域制限（雑音除去）し
た後、Ｄ／Ａ変換器４でアナログ信号に変換して局部発
振器ｌ７のための制御電圧を発生する。

更に、周波数弁別器２は、４ｒｓのクロンクを人力する
ことにより１／４・シンボルτ（クロンク）分だけ遅延
させるための遅延回路２１、２２と、これら］／４・シ
ンボルτ分だけ遅延された１軸信号又はＱ軸信号と、遅
延されないＱ軸信号又はｌ軸信号とをそれぞれ掛け合わ
せる乗算Ｈ２３、２４と、乗算器２３、２４の出力差を
計算する減算器２５とで構成されており、第１１図に示
すような周波数弁別特性となる。

また、ループフィルタ３は低周波数成分を通過させるた
めに周波数弁別器２の出力に定数αを乗算する乗算器３
ｌと、この乗算器３１の出力に定数βを乗算する乗算器
３２と、遅延器３３により１／４・シンボルτ分だけ遅
延した値と乗算器３２の出力とを加算する加算器３４と
、加算器３４の出力と乗算器３ｌの出力とを加算する加
算器３５とで構成されている。

尚、周波数弁別器２の遅延回路２１、２２の遅延動作は
、シンボルタイミング再生回路ｌ８からの４ｆｓのクロ
・冫クにより行われ、ノレーフ゜フィノレタ２３の遅延
器３３はシンボルタイミング再生回路Ｉ８からの４ｆｓ
　（又は２ｆｓ又はｆｓ）のクロノクにより行われる． ここで周波数弁別器２の出力は周波数偏差に応して振幅
が変化し、ＡＦＣ動作による周波数の引込が行われる。

但し、４相検波器１１でＡＦＣにより周波数偏差Δｆを
圧縮するが、完全な同期検波は行わず、一、一スバンド
処理型の搬送波再生回路１４で周波数偏差Δｒ及び位相
誤差Δθを完全に除去する準同期型の復調器を形成して
いる． 〔発明が解決しようとする課題〕 このような自動周波数制御回路において、４逓倍器１に
は、 ａ　　：ｃｏｓ（２πΔｒｔ十〇＋（２ｋ−１）ｒｔ　
／４）　　　（ｋ＝Ｉ−４）ｂ　：ｓｉｎ（２πΔｆｔ
＋θ＋　（２ｋｌ）　π／４）なる１軸人力ａ及びＱ軸
人力ｂが与えられるので、４逓倍器ｌの出力は、それぞ
れ、 ａ　　：ｃｏｓ（４Δωｔ＋４θ＋π）（但し、２πｒ
・ω）ｂ　　：　ｓｉｎ（４Δωｔ＋４θ１π）となり
、位相変調による位相項（２ｋ−１）π／４を除いた無
変調波を得ることができる。

この時、４逓倍器１を用いるとΔωが４倍となるため周
波数弁別器２の出力は、ｓｉｎ（４Δωτ）となり、ｒ
＝Ｔｓ／４　（′ＦｓはＴｓ＝１／ｒｓなる１シンボル
周期）とすると、第１１図に示すような特性となる． 一方、搬送波再生回路ｌ４の位相誤差を含む復調データ
を誤り訂正装置（図示せず）で誤り訂正し、この誤り訂
正装置での非同期／同期出力によって周波数掃引制御を
行って周波数引込を実現する別のタイプの準同期型復調
器も既に知られており、この復調器の場合には周波数の
引込範囲はシンボルレートに依存せず引込範囲を拡大す
ることができるが、その反面、発振周波数を制御する構
成が複雑となる． そこで、構成が簡単なＡＦＣ型の方を採用する場合、こ
のＡＦＣ回路の入力信号はＤＴＰからの波形整形された
出力を用いているため、第１１図に点線で示すようにＤ
ＴＰの帯域幅より引込範囲が広く要求されるときには、
ＤＴＰによって信号が除去されてしまい、ＤＴＰの帯域
外に信号が在る場合には振幅は同図に実線で示すように
′゜Ｏ”となって局部発振器■ＣＯを制御することがで
きなくなるという問題点があった。

従って、本発明は、直交検波され波形整形フィルタで帯
域制限された準同期型復調器の■軸及びＱ軸の受信信号
を周波数弁別器で周波数偏差を検出し、更にループフィ
ルタで帯域制限して局部発振器の制御電圧を発生する自
動周波数制御回路において、周波数引込範囲がＤＴＰの
帯域制限に影響されずに局部発振器の周波数可変幅で決
まるようにすることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

上記の課題を解決するため、本発明に係る自動周波数制
御回路では、第１図に概念的に示すように、周波数弁別
器２が、その出力特性の一周期が該波形整形フィルタの
制限帯域を越えるような特性を有しており、該周波数弁
別器２の出力側に極性識別器５を設け、該ループフィル
タ６が該極性識別器５の出力に応じた方向にカウン１・
シてそのカウント値を出力するアノプ・ダウンカウンタ
で構成されている。

〔作　　　用〕

本発明におし・では、第２図（ａｌに示すように、周波
数弁別器２の出力を極性識別器５によって極性判定し、
その判定結果に応してループフィルタ３としてのアソフ
゛・ダウンカウンタ６をアンフ゜カウント又はダウンカ
ウントさせる。

従って、アップ・ダウンカウンタ６は、“０゛゜か゛ビ
′かで第２図（ｂ）に示すようにカウント方向が決定さ
れ、そのカウント方向に沿ってカウント動作を行い、局
部発振器１７の出力周波数を制御するので、信号が波形
整形フィルタの帯域外に在り周波数弁別器２の出力が“
００・・・００゜”であっても、これを極性識別器５が
“′０゜′か又は“１′として識別するのでカウンタ６
を動作させることができる。

そして、同図（ｂ）に示すように、周波数偏差ΔｒがΔ
ｆＡの場合には極性識別器５の出力は“゜０゛となり本
来とは逆方向（例えばアップ・カウント方向）に自動的
に周波数掃引動作が行われるが、カウント値が、ａｌｌ
　　“１“のカウントアンプ方向にどんどん進んで行き
、ａｌｌ　　’“Ｉ”に成った後はａｌｌ　　“０゛に
戻る（同図［有］）のΔｆ．）のがア・ノブ・ダウンカ
ウンタの性質であるので、ここから弓き続き周波数偏差
Δｆが小さくなるように引込動作を行うことができる。

但し、同図（ａ）に一点鎖線で示すように、波形整形フ
ィルタの帯域内で例えば点Ａ．Ｂのように周波数偏差が
Ｏとなる点以外にも別の安定点が存在する場合には、そ
れぞれ点Ａ，Ｂで周波数制御が安定してしまうので、周
波数弁別器２にはその出力特性の一周期が波形整形フィ
ルタの帯域を越えるような特性を持たせることが必要で
ある。

このようにして波形整形フィルタＤＴＰの帯域幅に関係
無く容易に引き込むことができる。

（実　施　例） 第３図は、本発明に係る自動周波数制御回路を準同期型
４相一ＰＳＫ復調器に適用した場合の一実施例を示した
もので、この実施例では、ディジタル周波数弁別器２が
、ＤＴＦ１３（第９図参！（ｑ）から出力される変調波
を直接入力している。

その他の構成は第１図と同様である。

但し、位相変調時には、■軸、Ｑ軸の各データには上記
の式に示すように位相情報と周波数偏差に応じた情報の
２つの成分の情報が含まれることになるので、周波数弁
別器に不必要な位相情報を除去して周波数偏差に応じた
情報だけにする必要があるので、遅延器２１及び２２の
遅延動作を１／２シンボル（２ｆｓ）で行うようにして
いる。

この原理を第４図により詳しく説明する．（尚、この原
理は本出願人による特願平１−２４６２１号において開
示されたものである。） 同図（ａ）は４相−ＰＳＫ復調によるベースバンドでの
位相面を示し、データ（１，　　Ｑ）の変化の仕方を４
通り示している． 即ち、現在、周波数弁別器１への■軸、Ｑ軸入力信号ａ
ｌｓｂ＋が（１．　Ｑ）であるとすると、このデータ（
１．　　Ｑ）が１シンボル後に取り得るデータは（−１
，Ｑ）、（−１，−Ｑ）、（ＩＱ）及び同じ位相のデー
タである。

これに鑑み、本実施例では遅延器２、３の遅延更新動作
を同図働）に示すように１シンボル毎のサンプリング時
点■、■・・・（アイパターンが最も開いた時点）に加
えて１／２シンボルのサンプリング時点■・・・（アイ
パターンが“０゜゛になる時点）を加えて行うと次のよ
うになる。

今、同図（ａ）に示すようにデータ（１．Ｑ）がデータ
（−１．Ｑ）に変化する場合（同図（ａｌ、（Ｃ）の（
ｉ））を考えると、サンプリング時点■では信号ａ＋．
ｔ＋，はそれぞれＩ，Ｑであるが、１／２シンボル後の
サンプリング時点■での信号ａ．、ｂは同図（ａｌに示
すようにＱ軸データはそのままであるが、Ｉ軸データは
“０゛となる。そして、この時には信号ａ１、ｂｌはｌ
／２シンボル前のサンプリング時点■での信号ａｌ　、
ｂｌ　となる。従って、これらを乗算器４、５及び減算
器６で演算して得た周波数弁別出力信号ｄはＴ−Ｑとな
る。そして、更に１／２シンボル経過した時点■での信
号ｄもＩ−Ｑとなる。

次にデータ（ｒ，Ｑ）が１シンボル後にデータ（−■．
〜Ｑ）に変化する場合（同図（ａ）、（Ｃｌの（ｉｉ）
）には、１／２シンボル後のサンプリング時点■におい
て■軸及びＱ軸データ共に゛′０″となるので、出力信
号ｄも“０”となる。これは、サンプリング時点■にお
いても同じである。

更にデータ（１，Ｑ）が１シンボル後にデータ（１．−
Ｑ）に変化する場合（同図（ａ）、（Ｃ）（７）　（ｉ
ｉｉ））には、１／２シンボル後のサンプリング時点■
においてＩ軸データは変化せずＱ軸データが“′Ｏ゜゜
となるので、出力信号ｄは−ＩＱとなる。これは、サン
プリング時点■においても同じである。

また、データ（１，Ｑ）が位相不変の場合（同図（ａ）
、（Ｃ）の（ｉｖ））には、１／２シンボル後のデタを
（ビ，Ｑ゜）とし、更に１／２シンボル後のデータを（
ビ′，Ｑ゜”）とすると、出力信号ｄは時点■で■・Ｑ
゜−ビ　・Ｑ、時点■でＩＱ”一ビ゜・Ｑ　となる． ここで、同図（Ｃ）を眺めると、　（１）〜（　ｉｉｉ
　）を加算するとき゜゛０′゜になり、　（ｉｖ）のみ
が残ることが分かる。即ち、遅延器２、３の遅延動作を
１／２シンボル毎に行うと、同図（Ｃ）の（ｉ）〜（ｉ
ｉｉ）のような変化は互いに相殺されてしまい、同位相
（１ｖ）のデータだけが周波数弁別出力として有効とな
り、４逓倍器を用いなくとも変調データ成分が除去でき
ることになる． そして、この第３図の実施例では、４逓倍器を用いてい
ないので、第５図に点線で示すような周波数弁別特性を
呈するので、これをフィルタ１３に通せば同図に実線で
示すようになり、フィルタ帯域内での安定点は１つとな
る。

第６図は、本発明に係る自動周波数制御回路の他の実施
例を示し、この実施例では、ｎ相ＰＳＫに適用するため
、ｎ逓倍器ｌを従来通り用いるが、但し遅延回路２１．
２２の遅延動作は１　／　ｎ・シンボル（ｎ・ｆｓ）の
クロックによって行われるように構成されている。

従って、この場合には第２図（ａ）に実線で示したよう
な特性となり、やはりフィルタ帯域内での安定点は１つ
となる。

以上の実施例において、ＶＣＯ　１　７にアナログ式の
ものを用いる場合には、カウンタ６の後にＤ／Ａ変換器
を用いる必要がある。

また、第７図に示すように、４相検波器ｌ１のアナログ
出力を、アナログ式波形整形フィルタ１３ａと、アナロ
グ式４逓倍器１ａと、ｌ／４・シンボル遅延回路２１ａ
，２２ａと、アナログ式乗算器２３ａ，２４ａと、アナ
ログ式減算器２５ａとを経てＡ／Ｄ変換器２６でディジ
タル信号に変換して極性識別器５に与えるようにしても
同様の動作を得ることができる。

第８図は、本発明に係る自動周波数制御回路に用いられ
る周波数弁別器２の減算器２５からアップ・ダウンカウ
ンタ６までの実施例を示したもので、この実施例では、
極性識別器５は減算器２５の例えば８ビットの並列出力
の内の最上位ピントＭＳ．Ｂだけを選択して出力するも
のであり、第２図（ａ）に示すようにＤＴＰによって帯
域制限されても周波数弁別器２の出力としては必ずいず
れかの極性を有することになる。

この極性識別器５のＭＳＢ出力はループフィルタ３を構
成するアンプ・ダウンカウンタ６ｌ〜６４のそれぞれの
アップ・ダウン端子Ｕ／Ｄに同時に与えられる。尚、カ
ウンタ６ｌは雑音を除くための遅延用カウンタである。

そして、これらのアップ・ダウンカウンタ６１〜６４は
識別器５のＭＳＢ出力が例えば゛０”のときにはクロン
クＣ　Ｌ　Ｋにより第２図に示したようにアップカウン
トし、゜“１゜“のときにはダウンカウントして行き、
各カウンタがキャリイオーバーしたときにはその端子Ｃ
Ｏから次のカウンタにおいてカウント動作を受け継いで
貰うことになる。

この場合、カウンタ６４からキャリイオーバ信号が発生
されると全カウンタ６２〜６４がａｌｌ”　１　”から
クリアされてカウント値ａｌｌ　　“゜０″に戻り、こ
こから再びカウント動作が行われる。

これらのカウンタ６４〜６２の出力ａ　−　Ｑは、Ｄ／
Ａ変換器４に与えられ、アナログ信号に変換されて■Ｃ
○１７の発振周波数を制御する。

このようにして自動的に周波数掃引動作が行われること
となる。

尚、アンプ・ダウンカウンタのキャリイオーバーする値
は■ＣＯの引込範囲内でできるだけ小さな値に選ぶこと
がこのましい。

〔発明の効果〕

このように、本発明の自動周波数制御回路によれば、周
波数弁別器の出力特性の一周期が波形整形フィルタの制
限帯域を越えるような特性であり、周波数弁別器出力を
極性識別し、この識別結果に応した方向にアップ・ダウ
ンカウンタをカウントさせてそのカウント値をｖＣＯに
与えるように構成したので、波形整形フィルタによって
信号が除去されてしまうような周波数偏差が有る場合で
も自動的に掃引させることにより■ＣＯの可変幅までの
引込が可能となると共に、フィルタの帯域内での引込安
定点を必ず１つにすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明に係る自動周波数制御回路の基本構成
を示したプロンク図、 第２図は、本発明に係る自動周波数制御回路の原理説明
図、 第３図は、本発明の一実施例を示す回路ブロノク図、 第４図は、第３図の実施例の原理説明図、第５図は、第
３図の実施例の周波数弁別特性図、第６図は、本発明の
他の実施例を示す回路ブロノク図、 第７図は、本発明においてアナａグ式の信号処理を行っ
た場合の実施例を示す回路ブロソク図、第８図は、本発
明に用いる極性識別器とアップダウンカウンタの実施例
を示す回路図、第９図は、一般的な４　ｉｌｌ−Ｐ　Ｓ
　Ｋ準同期型復調器を概略的に示したブロソク図、 第１０図は、従来の自動周波数制御回路を示したブロッ
ク図、 第１１図は、自動周波数制御回路に用いられる周波数弁
別器の特性を示すグラフ図、である。 第１図において、 ｌ・・・４逓倍器、 ２・・・周波数弁別器、 ３・・・ループフィルタ、 ５・・・極性識別器、 ６・・・アンフ゜・ダウンカウンタ、 １３・・・ＤＴＰ， １７・・・局部発振器（ＶＣＯ）、 １５・・・自動周波数制御回路。 図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）直交検波され波形整形フィルタで帯域制限された
   Ｉ軸及びＱ軸の受信信号を周波数弁別器（２）で周波数
   偏差を検出し、更にループフィルタ（６）で帯域制限し
   て局部発振器（１７）の制御電圧を発生する自動周波数
   制御回路において、 該周波数弁別器（２）が、その出力特性の一周期が該波
   形整形フィルタの制限帯域を越えるような特性を有して
   おり、該周波数弁別器（２）の出力側に極性識別器（５
   ）を設け、該ループフィルタ（６）が該極性識別器（５
   ）の出力に応じた方向にカウントしてそのカウント値を
   出力するアップ・ダウンカウンタで構成されていること
   を特徴とした自動周波数制御回路。
2. （２）変調波が４相ＰＳＫの場合、該周波数弁別器（２
   ）が該周波数偏差の検出に際して１／２シンボルの遅延
   動作を行うことを特徴とした請求項１記載の自動周波数
   制御回路。
3. （３）変調波がｎ相ＰＳＫの場合、該周波数弁別器（２
   ）の前にｎ逓倍器（１）を設けて該受信信号をｎ逓倍し
   、該周波数弁別器（２）が該周波数偏差の検出に際して
   １／ｎシンボルの遅延動作を行うことを特徴とした請求
   項１記載の自動周波数制御回路。