JPH0229143A - 信号検出回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は一般に信号検出回路に関し、特に例えば、電話
機の拡声通話回路に設けられる送話検出回路や受話検出
回路等に好適に用いられる信号検出回路に関する。

（従来の技術） 周知のように、電話機の拡声通話回路では、ハウリング
防止のために送話信号と受話信号を検出する必要から送
話検出回路と受話検出回路とを備え、これらには一般に
音声信号を整流して検出するような信号検出回路が用い
られている。

この種の信号検出回路として従来より一般に用いられて
きたものとしては、例えば、第５図に示すものがある。

第５図に示した信号検出回路は、負出力非反転理想ダイ
オードと称されるもので、演算増幅器（以下「オペアン
プ」という）１２１と、このオペアンプ１２１の非反転
入力端子に接続された入力端子１２２と、オペアンプ１
２１のネガティブフィードバックループを構成する帰還
抵抗１２３と、この抵抗１２３と直列にネガティブフィ
ードバックループに挿入されて負極性の出力時にのみこ
のネガティブフィードバックルーブを機能させるダイオ
ード１２４と、オペアンプ１２１の反転入力端子とアー
ス間に挿入されて帰還抵抗３３と共に増幅率を決定する
抵抗１２５と、ネガティブフィードバックループと並列
に設けられて正極性の出力時の増幅率を実質的にＯ（実
際は１）とするダイオード１２６と、以上の回路から出
力される整流信号の波形特性を調整する時定数回路を構
成する抵抗１２７およびコンデンサ１２８と、この時定
数回路の出力に接続された出力端子１２９とから構成さ
れている。

このような信号検出回路の入力端子１２２に音声信号が
入力されると、ダイオード１２４゜１２６の作用により
半波整流され、抵抗１２５と１２３の比でほぼ示される
増幅率で増幅されて出力端子１２９から出力される。

第６図は、第５図にて図示したオペアンプ１２１の一般
的な回路構成を概略的に示したもので、オペアンプ１２
１は主として、差動増幅回路から成る入力段１２１ａと
、エミッタ接地回路から成る中間増幅段１２１ｂと、コ
ンプリメンタリ回路（即ちブツシュ・プル増幅回路）か
ら成る出力段１２１Ｃとを具備している。

（発明が解決しようとする課題） ところで、上述したごとき構成の信号検出回路は、電話
装置に用いられている関係上、その駆動電源が局電源か
又は通常のディジタル回路を駆動する＋５■電源等に限
定されるので、低電圧動作することが多い。例えば、前
記信号検出回路の駆動電源に５Ｖｍｒｌ’９が採用され
ていると仮定する。

このとき、オペアンプ１２１の出力段１２１Ｃが第６図
にて示したようにブツシュ・プル増幅回路にて構成され
ているために、ブツシュ・プル増幅回路を駆動するのに
必要な内部吸収電圧として±１．５ｖ程度がとられてし
まう。さらに、ダイオード１２４の順方向電圧として０
．５Ｖ程度をとられる。従って、第４図の特性線ａに示
すように、この信号検出回路の能動領域（ダイナミック
レンジ）の上限値たる飽和電圧は、電源電圧５ｖから無
信号時のオペアンプ１２１の出力電圧＋２．５Ｖ（電源
電圧５Ｖの１１２）を差引いた値２．５ｖから、さらに
オペアンプ１２１の内部吸収電圧１．５Ｖとダイオード
１２４の順方向電圧０．５Ｖとを差し引いた値つまり０
，５ｖとなる。

一方、オペアンプ１２１のダイナミックレンジの下限値
は、オペアンプ１２１のオフセット電圧が５〜１０ｍＶ
程度であることを勘案すれば５０ｍＶ程度となる。よっ
て、ダイナミックレンジつまり前記飽和電圧値０．５Ｖ
と下限値５０ｍＶとの比は、約１０倍程度となってしま
う。

しかしながら、電話機の送話検出回路や受話検出回路に
用いられる信号検出回路にあっては、定格音声に対して
約１／ｌＯから３倍程度、即ち、約３０倍のダイナミッ
クレンジが必要となるので、ダイナミックレンジが３０
倍未満の信号検出回路では、拡声通話回路のハウリング
防止用音声スイッチの切換わりの際にとぎれ等が発生し
、通話性能が低下するという不具合がある。

従って本発明は、このような不具合の発生を防止するた
めに、低電圧電源を用いて動作させても十分に広いダイ
ナミックレンジがとれる信号検出回路を提供することを
目的とする。

〔発明の構成〕

（課題を解決するだめの手段） 上記目的を達成するため本発明は、差動増幅回路により
構成された入力段とオープンコレクタ回路により構成さ
れた出力段とを有するコンパレータと、このコンパレー
タの出力と電源間に接続された抵抗と、前記コンパレー
タの帰還抵抗を含む増幅率を設定するための抵抗群と、
前記コンパレータの出力に接続されたＣＲ時定数回路と
を有して、前記コンパレータへの入力信号を整流し増幅
して前記時定数回路を通して出力する信号検出回路を提
供する。

（作　用） 上述したように、信号検出回路に出力段をオープンコレ
クタ回路により構成したコンパレータを用いれば、出力
段をブツシュ・プル増幅回路で構成したオペアンプのよ
うに電源電圧から出力段を駆動するための内部吸収電圧
（±１．５ｖ程度）がとられることがなく、よって出力
が殆んどＯｖ近くにまで下がることができる。又、出力
段が導通状態となって出力端子に電流が流れるのは、入
力信号が正又は負の半周期のみであるので、出力段にて
半波整流を行なっていることとなり、ダイオードの接続
は不要となる。そのため、出力電圧からダイオードの順
方向電圧がとられることもな（なる。よって、例えば５
Ｖ電源を用いた場合、ダイナミックレンジは上限値たる
飽和電圧が略２．５ｖ、下限値が約５０ｍＶとなるから
約５０倍に拡大することとなる。

この場合、コンパレータの出力と電源間に接続された抵
抗の作用によりＣＲ時定数回路の充放電の時定数間に相
違が生じ、この時定数の相違によってこの信号検出回路
の整流特性が決定される。

（実施例） 以下、図面により本発明の一実施例について説明する。

第３図は、本発明に従う信号検出回路が好適に使用され
る電話機の拡声通話回路の全体構成を示したものである
。この回路は、送話系■と、受話系■と、制御系■と、
２線通話ライン１を送話系Ｉと受話系Ｈにそれぞれ接続
された送話ライン２ａと受話ライン２ｂに接続するハイ
ブリッド回路３とを具備している。

送話系Ｉは、マイクロホーン４と、マイクロホーン４か
ら入力される送話音声信号を増幅して出力するマイクア
ンプ５と、マイクアンプ５の出力を送話ライン２ａに送
出する送話音声スイッチ６とを備えている。受話系■は
、受話ライン２ｂに接続された受話音声スイッチ７と、
受話音声スイッチ７を介して与えられる受話音声信号を
増幅するスピーカアンプ８と、アンプ８の出力を再生す
るスピーカ９とを備えている。

制御系■は、送話ライン２ａに接続されてマイクロホー
ン４から入力された送話音声信号を検出する送話検出回
路１０と、受話ライン２ｂに接続されて受話ライン２ｂ
から与えられる受話音声信号を検出受話検出回路１１と
、送話検出回路１０と受話検出回路１１から夫々出力さ
れた検出信号を受けて両信号のレベルを比較演算し、こ
の比較演算の結果、送話音声信号のレベルが高いときに
は送話音声スイッチ６を閉成し、受話音声信号のレベル
が高いときには受話音声スイッチ７を閉成するスイッチ
制御回路１２とを有している。そして、この制御系■に
より、送話音声スイッチ６と受話音声スイッチ７とが一
方が閉成状態に置かれているときには他方が開放状態に
置かれるように制御されて、マイクロホーン４とスピー
カ９との間にハウリングが発生するのを防止している。

第１図は、送話検出回路１０、受話検出回路１１として
用いられる本発明の一実施例に従う信号検出回路を示し
たものである。この信号検出回路は、出力段かオープン
コレクタにより構成されたコンパレータ２１と、このコ
ンパレータ２１の非反転入力端子に接続された入力端子
２２と、コンパレータ２１の出力をプルアップするため
に出力と電源間に接続されているプルアップ抵抗２３と
、コンパレータ２１のネガティブフィードバックループ
を構成する帰還抵抗２４と、コンパレータ２１の非反転
入力端子とアースの間に挿入されて帰還抵抗２４と共に
増幅率を決定する抵抗２５と、コンパレータ２１の出力
に接続されて以上の回路から出力される整流信号の波形
特性を調整するＣＲ時定数回路を構成する抵抗２６およ
びコンデンサ２７と、この時定数回路の出力に接続され
た出力端子２８とから構成されている。

ここで、コンパレータ２１は、第２図に示すような回路
構成となっている。即ち、コンパレータ２１は、差動増
幅回路から成る入力段２１ａと、エミッタ接地回路から
成る中間増幅段２１ｂと、オープンコレクタ回路から成
る出力段２１ｃとから構成されている。

このようなオープンコレクタの出力段２１ｃを備えるコ
ンパレータ２１は、出力段をブツシュ・プル増幅回路で
構成したオペアンプと異なって、電源電圧から出力段を
駆動するための内部吸収電圧（±１．５ｖ程度）がとら
れることがなく、よって出力が殆んどＯＶ近くにまで下
がることができるという特徴をもっている。又、コンパ
レータ２１の出力段２１ｃが導通状態となって出力端子
にＴｉ＝Ａが流れるのは、コンパレータ２１への入力信
号が負である半周期のみであるので、コンパレータ２１
の出力段２１ｃにて半波整流を行なっていることとなっ
てダイオードの接続が不要である。

そのため、出力電圧Ｖ。、ｔから整流用ダイオードの順
方向電圧（０，５Ｖ）がとられることもなくなる。よっ
て、第４図の特性線すに示すように、この信号検出回路
のダイナミックレンジは上限値たる飽和電圧が略２．５
Ｖ、下限値が約５０ｍＶとなるから約５０倍に拡大する
こととなる。これにより、拡声通話回路の音声スイッチ
６．７が切り換わるときにとぎれ等が発生しないように
することができ、拡声通話時の通話性能が向上する。

なお、この信号検出回路における整流波形の基本的な特
性を定める出力電圧信号の立上り時定数τ　と放電時定
数τ２並びにこの回路の増幅率Ａは、プルアップ抵抗２
３の値をＲ１、抵抗２６の値をＲ帰還抵抗２４の値をＲ
３、抵抗２５の２　ゝ 値をＲコンデンサ２７の値を０１とすれば、４　ゝ Ｔ　Ｊ−Ｒ２ＣＩ Ｔ２″″（Ｒ１＋Ｒ２）ＣＩ Ａ−１３／Ｒ４＋１ にて夫々表わすことができ、前記各特性値は、各素子の
値を選定することによって自由に設定することが可能で
ある。

ところで、上記実施例では負出力非反転理想ダイオード
と称される信号検出回路を例に説明したが、他のタイプ
の理想ダイオードにも本発明が適用できることは勿論で
ある。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、出力段をオープ
ンコレクタ回路により構成したコンパレータを用いて信
号検出回路を構成して、内部吸収電圧を無くすと共に整
流用のダイオードを不要としたので、低電圧電源を用い
てもダイナミックレンジを広くとることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る信号検出回路の一実施例を示した
回路構成図、第２図は第１図の実施例に用いられるコン
パレータの概略内部回路図、第３図は第１図の実施例が
好適に使用される電話機の拡声通話回路の全体構成を示
したブロック図、第４図は第１図の実施例と第５図の従
来例の入出力特性を比較して示した図、第５図は従来の
信号検出回路を示した回路構成図、第６図は第５図に示
した従来例に用いられるオペアンプの概略内部回路図で
ある。 ２１・・・コンパレータ、２１ａ・・・コンパレータ２
１の入力段、２１ｃ・・・コンパレータ２１の出力段（
オープンコレクタ）、２３・・・プルアップ抵抗、２４
・・・帰還抵抗、２５．２６・・・抵抗、２７．２８・
・・コンデンサ。 第１図 出願人代理人　　佐　　藤　　−雄 ２１ｂ　　２１ｃ 第２図 ？−

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 差動増幅回路により構成された入力段とオープンコレク
   タ回路により構成された出力段とを有するコンパレータ
   と、このコンパレータの出力と電源間に接続された抵抗
   と、前記コンパレータの帰還抵抗を含む増幅率を設定す
   るための抵抗群と、前記コンパレータの出力に接続され
   たＣＲ時定数回路とを有して、前記コンパレータへの入
   力信号を整流し増幅して前記時定数回路を通して出力す
   る信号検出回路。