JPH02294139A - ディジタル通信回路及び電圧レベルのスイッチング方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 この発明はディジタルドライバ及びレシーバを有する高
速デジタル通信回路に関するものである．〔従来の技術
とその問題点〕 高速信号回路、即ちスイッチング時間が１ナノ秒以下の
通信回路では、ディジタルプリント回路基板即ちｐｃ基
板の配電部品に対する要求が過酷である。最近のＰＣ基
板はしばしば数百の出力ドライバを有しており、これら
のドライバがシステムクロックに応動して同時に信号レ
ベルを変化させる．これらのドライバは相互接続信号ラ
インの分布容量を充電するのに電源から多量の瞬時電流
を供給することを必要とする。従って、そのような大き
いスイッチイング電流の経路に抵抗あるいはインダクタ
ンスがあると、配電回路網に大きな電圧降下が生じる。

それらの電圧降下は配電回路網全体に伝播することがあ
り、酷い場合には論理エラーが発生する。

第２図は従来技術によるディジタルドライバーレシーバ
対の一例を示し、図示の回路はドライバチップ１０及び
レシーバチップ１２からなり、これらはいずれもｐｃ基
板の電源面（ｐｌａｎｅ）１Ｂ及び接地而（ｐｌａｎｅ
）２８に接続されており、またドライバチップ１０から
レシーバチップ１２へは信号出力ライン２０を介して信
号電送が行われる。ドライバチップ１０は電源面ｌ８と
接地面２日との間に直列に接続された一対のトランジス
タ１４及び１６を有しており、ト・ランジスタ１４はト
ランジスタ１６がかオフの時オンとなり、逆にトランジ
スタ１６はトランジスタ１４がオフの時オンとなる。定
常状態にあっては、信号出力ライン２０はトランジスタ
１４がオンの時相対的に低い電圧レベルになり、トラン
ジスタ１６がオンの時相対的に高い電圧レベルとなるが
、これらのレベルはレシーバチップ１２の増幅器回路２
４によって検出され、基準電圧Ｖ，と比較されてロ−あ
るいはハイの論理出力ｖ０。、として出力される。信号
出力ライン２０の状態を例えば低い電圧レベルから高い
電圧レベルへ切り換えてその新たな論理出力をレシーバ
１２へ送るためには、電流を矢印で示すように電源面１
８より信号出力ライン２０へ流すように切り換えなけれ
ばならない。すると信号電流は信号出力ライン２０を通
ってレシーバｌ２の入力端子２２へ流れ、終端抵抗器２
６の両端間に電圧が発生する。

そして、接地帰還電流が接地面２８を通ってドライバチ
ップ１０へ流れる。破線のブロック３０は、ＰＣ基板の
適宜の箇所において電源面１８と接地面２８との間に接
続されたバイパスコンデンサを表し、ブロック３０内の
回路は、バイパスコンデンサを理想的コンデンサ３３と
これに直列に接続された寄生インダクタンス３４とから
なるものとして描いた等価回路である。バイパスコンデ
ンサ３０は、信号電流が電源を通らなくてもよいように
、信号電流に低インピーダンス帰還径路を与えるもので
ある。即ち、電流はバイパスコンデンサ３０及び電源面
１８を通ってスイッチイング（切り換え）出力デバイス
（ドライバ）１０へ戻り、回路を完結する。

上記の様な従来技術によるドライバ回路には問題点がい
くつかある。その１つは、既に指摘したように、大きな
スイッチイング（切り換え）電流が抵抗やインダクタン
ス等のインピーダンス要素に流れる際に導入される電圧
降下としての電源ノイズにどう対処するかという問題で
ある。スイッチイングドライバ１０と電源バイパスコン
デンサ３０との間の物理的距離が比較的長いと、電源イ
ンダクタンス３２及び３４が増大し、これによってドラ
イバ１０へ流れる電流が制限される結果、ノイズが増加
する。電源面１８内に存在する相互インダクタンスはド
ライバチップ１０を介し、またドライバチップ１０から
大きな距離を隔てて設けられた電源バイパスコンデンサ
３０を介して隣接信号ライン同士の線間結合を引き起こ
す。バイパスコンデンサ３０は、どのようなコンデン゛
サにも本来的に存在する直列インダクタンス３４のため
に、高いスイッチイング速度においては電圧を一定に保
つ作用を発揮することはできない。適正にバイパスされ
なかった電源ノイズ電圧はｐｃ基板全体に伝播して、あ
る時刻、ある場所において振幅が加算され、ＰＣ基板ノ
イズが著しく増大する結果となる。

従来技術ゐドライバ回路のもう一つの問題点は、接地帰
還路（接地面）２８の信号伝播時間の問題である。ドラ
イバ１０とバイパスコンデンサ３０の間の物理的距離は
比較的大きいため、帰還距離が長くなり、それに応じて
伝播時間も長くなる。６０ｃｍ（２ｆｔ）の回路規範を
光速の２分の１乃至３分の２の速度で移動する信号は信
号ラインを２乃至４ナノ秒で伝播し、接地帰還路を約４
ナノ秒以上かかって帰還する．この６乃至８ナノ秒の信
号遅延はＴＴＬやＣＭＯＳ回路の信号パルスにおける１
０ナノ秒の立上がり時間に匹敵する．信号パルスはその
伝播遅延時間より持続時間が大きい（長い）ということ
によってのみ信号パルスなのであり、この点スプリアス
ノイズとは異なっている。不幸にして、従来技術による
ドライバ回路の長い帰還路はＢＣＬ回路におけるｌ乃至
３ナノ秒というパルス立上がり時間や、ＧａＡｓ回路技
術における０．２ナノ秒というようなパルス立上がり時
間に適合しない。

〔発明の目的〕

従って、この発明の目的は、スイッチイング動作時に発
生する種々の形態の配電方法における電圧降下をできる
だけ小さくすることのできるディジタルスイッチイング
回路即ちドライバーレシーバ対を提供することにある。

この発明のもう一つの目的は信号伝播遅延時間を著し《
短縮したディジタルスイッチイング回路を提供すること
にある。

〔発明の概要〕

上記目的のため、この発明のドライバーレシーバ対は、
信号電流源をドライバではなくレシーバに置き、その電
流源を時間的に一定の状態を保ち得るようにしたもので
ある．このドライバーレシーバ対即ちスイッチイング回
路は、「オン」または閉路状態の時は信号ラインの第１
の端部と接地面との間に比較的低インピーダンスの電気
信号経路（電路）を形成すると共に、「オフ」または開
路状態の時はその信号経路を遮断するスイッチイングト
ランジスタを有するドライバを含む。また、このスイッ
チイング回路はドライバよりある程度距離を隔てて配設
されたレシーバを含む。レシーバは、信号ラインと接地
面との間に接続された抵抗器を有し、この抵抗器は比較
的高インピーダンスの電気信号経路を形成すると共に、
電源面より電力を引き込んで電気信号を信号ラインに供
給するよう接続された定電流源を形成する。さらに、レ
シーバは、ドライバと反対側の信号ラインの第２の端部
に、接地面に対する信号ライン上の電圧レベルを検出す
るためのセンス増幅器またはその他の手段を有する。ド
ライバ回路のスイッチイングトランジスタ及びその他の
構成要素は、電源面には接続されておらず、信号ライン
を介してもっぱらレシーバのみから電力を供給される。

信号ライン上の電圧レベルはスイッチイングトランジス
タまたは「駆動」トランジスタのオン／オフ状態を切り
換えることによって切り換えられる。しかしながら、ス
イッチイング電圧信号は信号ラインの第２の端部即ち「
レシーバ」側端部より発進する。スイッチイングトラン
ジスタが開路状態あるいは「オフ」状態の時は常に、電
流はレシーバの抵抗器を通って接地面へ流れ、信号ライ
ン上には相対的に高い信号電圧が発生する。これに対し
て、スイッチイングトランジスタが閉路状態即ち「オン
」状態の時は、電流は信号ライン及びトランジスタを通
って接地面へ流れ、信号ラインと接地面間の抵抗が実際
上短絡されるので信号ライン上の信号電圧は相対的に低
くなる。最後に、これらの相対的に高低のレベルを持つ
信号電圧はレシーバ端側でセンス増幅器等により検出さ
れて、基準電圧と比較され、ハイあるいはロ−の論理出
力となる。上記定電流源は、信号ラインに付随する漂遊
インピーダンスの充放電より生じる何らかのスイッチイ
ング過渡現象に対して電源面を遮断するよう作用する。

〔実施例］ 第２図の従来技術の通信回路及びこの発明による第１図
の通信回路は共にそれぞれドライバチップ１０．　４０
及びレシーバチップ１２．　４２を有し、これらのドラ
イバチップ１０．　４０とレシーバチップ１２．４２は
それぞれ信号ライン２０．　５０によって接続されてい
る。しかしながら、従来技術の回路のドライバチップ１
０が電源面ｌ８と接地面２８との間に直列に接続された
一対のスイッチイングトランジスタ１４及び１６を有す
るのに対して、この発明による回路のドライバチップ４
０は１つのスイッチイングトランジスタ４４シか持たず
、しかもこのスイッチイングトランジスタ４４は電源面
またはバス４８に直接接続されてはおらず、電源面より
電力を引き込むようにはなっていない。スイッチイング
トランジスタ４４の他、ドライバ回路に用いるコンポー
ネントはいずれも電源面４８から電力を引き込むような
形で接続してはならない。というのは、そのような接続
を行うと、余分の電流経路が形成されて、電源バイパス
コンデンサ６０によりバイパスすることが必要になるた
めである。さらに、この発明におけるレシーバチップ４
２は、電源面４８から電流を引込みその電流を一定の割
合で信号ライン５０に供給するよう接続された定電流源
４６を有するが、従来技術の回路のレシーバチップ１２
にはこのような定電流源はない。そのため、これら２つ
の回路は動作が全く異なっている。第１図に示すこの発
明の信号回路においては、信号電流源はレシーバ４２に
あり、この電流源は時間的に一定した状態を保つ．これ
に対して、第２図の従来のスイッチイング回路では、信
号電流源はドライバ１０にあり、しかも時間的に一定し
たものではない。

第１図において、出力トランジスタ（スイッチイングト
ランジスタ）４４がオンの時、信号源の電流（矢印で示
す）は信号ライン５０を介してドライバチップ４０へ流
れ、信号ライン５０と接地面５８の間に接続されたレシ
ーバチップ４２の終端抵抗器５６を短絡状態とし、信号
ライン５０上の論理信号値をロ−にする。この信号は終
端ノード５２で信号ライン５０に接続された増幅器５４
により検出される。これに対して、ドライバチップ４０
のトランジスタ４４がオフになると、レシーバチツプ４
２の信号源の電流はまず信号ライン５０に随伴する漂遊
キャパシタンスを充電し、次いで終端抵抗器５６の両端
間に電圧を生じさせる。これによって信号ライン５０上
の論理信号値はハイとなり、やはり増幅器５４により検
出される。

レシーバチップ４２では定電流源４６を用いているため
、ドライバチップ４０のトランジスタ４４がオンか、オ
フか、あるいはスイッチイング過渡状態であるかに関わ
らず、電源面４８からの電流Ｉ０は全く変化させる必要
がなく、直流電圧降下は一定となる。この定電流源は実
質的に電源面４８によるｐｃ基板の主電源を増幅器５４
から遮断する作用をなす。

トランジスタ４４の状態がもたらす効果は、単に信号ラ
インの終端ノード５２を通って流し得る電流Ｉ０を信号
ライン５０及びトランジスタ４４を介して接地面５８へ
流すか、あるいは終端抵抗器５６を通して直接接地面５
８へ流すかとということだけである。定電流源により得
られる電流（通常約２０ｍＡ）は、直流ノイズマージン
（雑音余裕）を改善するようにｌｆｌｆｊすることがで
きる。信号ライン５０及びノード５７と５９の間の接地
帰還路（接地面）５８は、共に、レシーシバチップ４２
ではノード５２と５９の間のインピーダンス（終端抵抗
器）５６により、またドライバチップ４０ではスイッチ
（トランジスタ）４４により終端された伝送線路の如く
レイアウトさている。

この伝送線路の特性インピーダンスは通常３０乃至１０
０オームである。好ましくは、終端抵抗器５６の抵抗値
は５％の誤差範囲内で伝送線路の特性インピーダンスに
ほぼ整合させる。インピーダンス整合がなされていない
と回路動作が充分でなくなることもあるが、このインピ
ーダンス整合は絶対的必要条件ではない。

第１図のスイッチイング回路ではレシーバチップ４２の
チップ電力が一定しているので、チップ温度も一定し、
その結果ノイズマージンがさらに改善される。その他、
破線のブロック６０内に理想的コンデンサ６１と寄生イ
ンピーダンス６２で等価的に表したバイパスコンデンサ
に関連しても長所がある。即ち、このドライバーレシー
バ対（４０と４２）の電流所要量は一定しているため、
電源バイパスコンデンサ６０の寄生インダクタンス６２
による悪影響をより小さくすることができる。信号伝播
遅延の原因である信号経路の長さの問題は信号回路から
バイパスコンデンサ６０を取り除くことによって実際上
解消されている。この発明においては、信号ライン５０
上と、終端点（ノード）５７と５９の間の帰還路５８上
における比較的短い伝播時間だけしか関与しない。第２
図に示すような、従来の回路構成にあっては、ドライバ
チップ１０及びレシーバチップ１２の双方における動作
制御（ρｒｏｃｅｓｓ　ｃｏｎｔｒｏｆ）がノイズマー
ジンを決定するが、この発明においては、はいの論理信
号の電圧レベル及びハイ／ロ−のスレットショルドレベ
ルは、ドライバチップ４０ではなく、レシーバチップ４
２の動作パラメータのみによって決定される。その結果
、ドライバーレシーバ対の雑音余裕度が大きくなる。

第２図の従来技術の増幅器２４と全く同様に、第１図の
センス増幅器５４は基準電圧Ｖ，を用いて信号ライン５
０上の電圧が相対的に高いか低いかの比較を行い、ハイ
またはロ−の論理出力Ｖｏｕｔを発生する。増幅器５４
に入力されるこの基準電圧Ｖ，はライン５０上の信号電
圧と共にレシーバ回路４２内で発生するが、製造時に公
知の技術によって所定値に固定することもできる。従来
技術のドライバーレシーバ対では、ハイ及びロ−の信号
電圧はドライバチップ１０のスイッチイングトランジス
タｌ４及び１６のパラメータにより決定されるが、本発
明における基準電圧Ｖ，はレシーバチップ１２によって
決定される。

本発明のドライバーレシーバ対においては、ハイ及びロ
−の信号電圧はレシーバチップ４６の定電流源４６から
の電流■。と終端抵抗器５６の抵抗値にようて決定され
、基準電圧Ｖ，もレシーバチップ４２により決定される
ので、これらのパラメータを、より良い雑音余裕度が得
られるように、ドライバチップ４０とは独立に互いに追
従させるよう設定すればよい。

この発明で使用可能な回路基板の種類は旧来からのガラ
ススエボギシ構造のＰＲ４基板に限定されるものではな
く、これ以外にセラミック、プラスチック、テフロン及
びその他同様の誘電材料で形成された高性能基板もすべ
て使用可能である。，本願発明のディジタルスイッチイ
ング回路は、シリコン型のものでもＧａＡｓ製造技術に
よるものでも、あらゆる高性能ディジタル集積回路に適
用することができる。本願では、第２図の従来技術の回
路も第１図の本願発明の回路もスイッチングトランジス
タ１４．　１６及び４４をＭＯＳトランジスタを用いて
図示説明したが、バイポーラトランジスタも使用可能で
ある。また、スイッチイング速度は通常５ナノ秒より光
速である。

〔発明の効果〕

以上詳述したように、本願発明の実施により、ドライバ
はレシーバの定電流源の電流をバイパスするのみであり
、電源面からの電流供給の変化はない。また、電源バイ
パスコンデンサへの流入電流の変化が少なく、電源電圧
変化を生じない。そして、レシーバのパラメータのみに
よって論理スレショルドが決定されるので、ドライバ・
レシーバ対の雑音余裕度も大きくなる。

回路電流が常に略一定に保たれるから、消費電力変動に
より温度変化を生じ、回路パラメータを変動させて、動
作を不安定にする恐れも少ない。

さらに、動作上、バイパスコンデンサを取り除くことも
可能であるから、信号経路長を短縮できる長所を合わせ
もつ。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例のディジタル通信回路の概
略回路図である。 第２図は、従来技術によるディジタル通信回路の概略回
路図である。 １０，４０：　ドライバチップ １２，４２：レシーバチップ １４，　１６．　４４：　｝ランジスタ３０，６０：バ
イパスコンデンサ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、後記（イ）及至（ニ）より成るディジタル通信回路
   。 （イ）第１の位置に配置され、スイッチング手段を有す
   るドライバ回路。前記スイッチング手段が閉成すると信
   号ラインの第１の端末と接地面間の電路は比較的低イン
   ピーダンスとなり、前記スイッチング手段が開放される
   と前記電路が遮断される。 （ロ）前記第１の位置から離隔した第２の位置に配置さ
   れ、前記信号ラインの第２の端末と前記接地面間の電圧
   レベルを検出するセンス手段を市する下記（ロ−１）と
   （ロ−２）を含むレシーバ回路。 （ロ−１）電源面から電力を吸引し前記信号ラインに電
   気信号を供給する定電流源。 （ロ−２）前記信号ラインの第２の端末と前記接地面と
   の間に比較的高インピーダンスな電路を与えるための終
   端インピーダンス手段。 前記ディジタル通信回路において、前記スイッチング手
   段が開放されると、前記信号は前記終端インピーダンス
   手段を通って前記接地面に流れ、前記信号ラインと前記
   接地面との間に比較的高い第１の電圧レベルを発生し、
   前記スイッチング手段が閉成されると、前記信号は前記
   信号ラインと前記スイッチング手段を通って前記接地面
   に流れ、前記信号ラインと前記接地面との間に比較的高
   い第２の電圧レベルを発生し、 前記定電流源は前記信号ラインの送インピーダンスの充
   放電で生ずるスイッチング・トランジェントを前記電源
   面から隔離する傾向を有する。 ２、後記（イ）及至（ハ）より成るディジタル信号回路
   。 （イ）電源面と接地面とを有する回路基板。 （ロ）前記回路基板上に実装され、前記接地面と信号ラ
   インとに接続されたスイッチを有するドライバチップ。 （ハ）前記回路基板上に実装され、前記接地面と前記信
   号ラインとに終端抵抗をはさんで接続され、前記ドライ
   バチップから離隔して配置されたレシーバチップ。 該レシーバチップは、前記電源面と前記終端抵抗に接続
   された定電流源を有する。 該定電流源は前記信号ラインと前記終端抵抗へ電流を供
   給し、前記スイッチが閉成すると前記信号ライン上の電
   流は前記レシーバチップから前記ドライバチップへ前記
   信号ライン上を流れ、次に前記ドライバチップから前記
   レシーバチップへ前記接地面上を流れ、前記スイッチが
   開放すると前記信号ライン上に電流は流れず、該電流は
   前記終端抵抗に流入する。 ３、後記（イ）及至（ハ）のステツプより成る信号ライ
   ン上の電圧レベルのスイッチング方法。 （イ）前記信号ラインの第１の端末と接地面間に接続さ
   れたトランジスタの導通−非導通状態をスイッチングす
   るステップ。 （ロ）電源面より前記第１の端末より遠方の前記信号ラ
   インのレシーバ端末に定電流を供給するステップ。 前記定電流は、前記トランジスタが非導通状態のとき、
   前記信号ラインを充電し、前記信号ラインと前記接地面
   との間の抵抗に高い信号電圧を生じ、前記トランジスタ
   が導通状態のときは、前記定電流は前記信号ラインを通
   り、つぎに前記トランジスタを通り前記接地面に流れ、
   結果として前記抵抗は前記トランジスタにより短絡され
   、前記信号ライン上の信号電圧は低くなる。 （ハ）前記レシーバで前記信号ライン上の前記信号電圧
   を検出するステップ。