JPH02295321A - 閉ループオーディオ減衰器 - Google Patents
閉ループオーディオ減衰器Info
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- JPH02295321A JPH02295321A JP2101549A JP10154990A JPH02295321A JP H02295321 A JPH02295321 A JP H02295321A JP 2101549 A JP2101549 A JP 2101549A JP 10154990 A JP10154990 A JP 10154990A JP H02295321 A JPH02295321 A JP H02295321A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3005—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in amplifiers suitable for low-frequencies, e.g. audio amplifiers
- H03G3/301—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in amplifiers suitable for low-frequencies, e.g. audio amplifiers the gain being continuously variable
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/34—Muting amplifier when no signal is present
- H03G3/344—Muting responsive to the amount of noise (noise squelch)
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/34—Muting amplifier when no signal is present
- H03G3/345—Muting during a short period of time when noise pulses are detected, i.e. blanking
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
- H04B1/1661—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels
- H04B1/1669—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels of the demodulated composite stereo signal
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
九肌五立１
本発明は、ＦＭステレオ受信機における検出信号の適応
性オーディオ処理に関し、より詳細には、減衰が所望さ
れる極めて狭い範囲の制御信号にわたって正確な減衰制
御を行う閉ループオーディオ減衰器に関する． １肌立豆遣 感知される信号対雑音比を向上するための雑音の削減は
、ＦＭ受信機に適用される典敷的なオーディオプロセッ
サの主機能である．これらの回路は通常、ステレオ復号
化が行われた後、検出されたオーディオ信号に適用され
る．３つの最も一般的に応用されるオーディオ処理機構
は、混合、ロールオフ、及びオーディオ減衰（即ちミュ
ート）である．混合は、Ｌ−Ｒ成分の削減であり、ロー
ルオフは、高周波数成分（雑音はプログラム材料によっ
て簡単にはマスクされない）の削減であり、オーディオ
減衰は、漸次スケルチ型作用における全オーディオ信号
レベルの削減である．信号状態が低下すると、これらの
機構は、視聴者によって感知されるような分裂的な効果
を最小限に抑えるためにこの順序で適用される．一般的
に、ＲＦ信号が５０乃至１００μ■を下回った時あるい
はわずかな信号の乱れの期間中に適用され、一方ロール
オフ及び減衰は状態がひどく低下した時にのみ適用され
るのが最上の方法である．オーディオ処理の応用は、Ｆ
Ｍ受信機の多重経路干渉及び信号の損失の応答特性に大
幅に依存する．特に、弱信号状態にある検知器の雑音出
力は、ロールオフ及び減衰の両方のしきいを決定する．
これは、ＦＭ検知器のためのＳ／Ｎ対ＲＦ入力の相対的
な急激性に因る．信号レベルが低下すると、雑音特性は
、受信機の最低雑音、アンテナにおける熱雑音、及び検
出器発生（補捉）雑音によって影響を受ける３つの明確
な領域に分割され得る．第１図に図示のグラフはこの挙
動を示している．混合は通常、アンテナにおける熱雑音
がステレオＳ／Ｎを限定し始めるとすぐに適用される．
ここで銘記すべきように、ステレオＳ／Ｎ比は、この時
点でのモノよりも約２３ｄＢ低い．ロールオフは、検出
器が雑音力の大部分に寄与する、例えば、１０μＶ下の
点において適用されるのが最上の方法である．最後に、
全Ｓ／Ｎ比が低下し、最低雑音が全力検出オーディオの
約２０ｄＢ以内に上昇すると、全雑音量を視聴者の不快
な点の下に保持するためにオーディオ減衰作用を適用す
るのが好ましい． ＦＭ検出器雑音特性の勾配に応じて、オーディオ減衰器
の必要性が変わる．特定の受信機によると、この勾配は
かなりゆるやかであり、２つの曲線《検出されたオーデ
ィオ及び雑音》の収束点はより低いオーディオレベルに
なる．斯かる受信機の場合、オーディオ減衰器の必要性
は大きくなかった．しかしながら、ハードリミット切り
替えコンデンサ型ＦＭ検出器は、かなり急峻な雑音勾配
を有しており、弱信号状態又は無信号状態で視聴特性を
向上するためにオーディオ減衰器を必要とする．主観的
な法則として、最低雑音のレベル《信号強度が低下する
と増大する》は、全静１００％変調オーディオの少なく
とも２２ｄＢ下に保持すべきである．本発明によると、
これらの条件が確実に満たされる閉ループオーディオ減
衰器回路が提供される． 九匪五！ヱ 超音波雑音（ＵＳＮ）は、低ＲＦレベルにおける信号強
度を良好に示す．本発明によると、ＵＳＮ、従っ．て低
ＲＦ信号レベルにおける信号強度の変化に対する制御さ
れた予想可能な反応を行うオーディオ減衰器が開示され
る．この減衰器は、乗算器に閉ルーフ“回路で接続され
ている差動増幅器及び利得段を含む主部分を含んでいる
．この閉ループの前には、入力増幅器が置かれており、
この入力増幅器は、ＲＣ時定数回路を通してＵＳＮ入力
に応答する．この時定数は、ＵＳＮ電圧の変化によって
決定されるような信号の乱れ減衰器が如何に速く反応す
るかを決定する．利得段からの信号に対する主部分の応
答特性は、従部分によって反映され、この従部分は実際
のオーディオ信号減衰を適用する．この閉ループ構成に
よってこの直線的制御作用が非常に低い範囲に限定され
る．この範囲を外れると、この回路は、全減衰（１５２
０ｄＢ定格）又は無減衰（ＯｄＢ）のどちらかを行う．
この閉ループ構成を用いることか好ましいのは、大量の
減衰作用が必要とされるＵＳＮ検出器の出力における重
要な電圧範囲かＵＳＮ電圧の範囲全体に比べて非常に小
さい故である．好ましい 方例の０明 図面について説明する．第１図は、帯域内可聴雑音の超
音波雑音（ＵＳＮ）−即ち検出復合信号（１ ００−２
００ＫＨｚ）の超音波周波数範囲に対する相間関係を示
している．幾つかの可能なオーディオ処理フラグ（ＡＧ
Ｃレベル、ＡＧＣにおけるＡＭの乱れ、ＡＭレベル、１
９ＫＨｚパイロット雑音等）の中で、ＵＳＮレベルは
、最大ダイナミック範囲を有する帯域内雑音を最も信顆
的に表している．ｔｒｓＮｔ圧は、検出された複合信号
内の高周波数（ １ ０ ０ＫＨｚ−２ ０ ０ＫＨｚ
）雑音帯域を帯域Ｐ波し、この後、これを整流して約
ＩＫＨｚに低減枦波することにより発生され得る．その
結果得られるＤＣ制御電圧（静状態を表す任意の参照電
圧に参照される）は、雑音レベルを正確に表している． 本発明に係る閉ルーグ減衰器の機能は、ＵＳＮ電圧に対
する制御された予想可能な反応を行うことである．第２
図に示されているように、ＵＳＮ電圧は、ＲＣ時定数回
路を通して入力増幅器１０の一方の入力に適用される．
この時定数は、ＵＳＮ電圧の変化に対して減衰器が如何
に゛速く反応するかを決定する．増幅器１０の他方の入
力は、増幅器１０のトリップ点を決定するＵＳＮ参照電
圧に接続されている．ＵＳＮｔｈ圧に対する制御された
予想可能な反応は、増幅器１０の出力に応答し且つ出力
差動増幅器１８の出力に応答する乗算器１６を含む閉ル
ープ回路に利得段１４を用いることにより達成される．
なお、出力差動増幅器１８は、利得段１４の出力に応答
する．出力増幅器の出力は、実際のオーディオ信号減衰
を適用する従差動増幅器２０によって反映される．この
閉ループ構成によって、この直線的制御作用が第３図に
示すように非常に狭い範囲に限定される。この範囲を外
れると、この回路は、全減衰（１５−２０ｄＢ定格》あ
るいは無減衰《ＯＢ）のどちらかを行う．Ｓ／Ｎ曲線に
対する減衰器の効果が第４図に示されている． 受信機のＬ＋Ｒ信号ステアリング部分のブロック図が第
５図に示されている．Ｌ−１−４入力信号は、電圧対電
流変換器２４に直接供給され且つ低域フィルタ２６を通
して電圧対電流変換器２８に供給され、これによりＬ＋
Ｒ信号の直接及び低域Ｐ波変化電流型信号が生成される
．直接及び低域沢渡信号は、乗算器３２及び３４に適用
され、これらの乗算器は、ロールオフＲＥＦに対すして
ロールオフの電圧レベルに比例して差動増幅器３ｏがら
制御される．ロールオフが非常に高い場合、この直接信
号は１を乗算され、低域ｒ波信号は０を乗算され、斯く
してこれらの信号が加算器３６において加算されると直
接信号のみが生成される．ロールオフがロールオフＲＥ
Ｆに対して非常に低い場合、直接信号は０を乗算され、
低域Ｐ波信号は、１を乗算され、これによりこれらの信
号が加算されると、ロールオフされた信号のみが結果と
して生成される．同機にして、増幅器３ｏが任意のロー
ルオフレベルにおいて部分的にのみ傾斜すると、直接及
び低域Ｐ波信号の比例的混合に因って部分的にロールオ
フされた信号が生成する．同様にして、閉ループオーデ
ィオ減衰器は、主増幅器１８に適用される減衰ＲＥＦ及
び′＄４表電圧との相関間係に従ってロールオフ乗算器
から到達する信号電流及び電流ソースから到達する１０
０μＡ静電流を操作する乗算器３８及び４ｏを含んでい
る．この結果、加算器４４の出力において信号と静電流
の比例的な混合がおこなわれる．加算器４４の出力は、
トランジスタＰ２５，Ｐ２６及び抵抗４５．４７を含ん
でいる電流ミラー４６に適用される．ｔ流ミラー４６と
電流ソース４８間の差は、増幅器５０及び抵抗４９及び
５１を含む出力段に適用される． ここで第６図について説明する．時定数部分１２は、抵
抗５２及びコンデンサ５４を含んでおり、ＵＳＮ電圧に
Ｐ波を適用し、急激な雑音変動の結果としてオーディオ
信号の過大なチューイング又は変調を防止する．この入
力増幅器は、バイボーラトランジスタＱｌ，Ｑ２、Ｐチ
ャンネルＭＯＳトランジスタＰ８，Ｐ９、並びに抵抗５
６．５８を含んでいる．Ｑ１及びＱ２は、トランジスタ
Ｑ２のペースに接続されている固定抵抗６０．６２及び
可変抵抗６４によって確立されるトリップ点ＵＳＮ
ＲＥＦと共に差動入力対を形成する．Ｐ８及びＰ９は、
入力増幅器１０を乗算器１６に連結するために電流ミラ
ーを形成する．この入力増幅器Ｑｌ，Ｑ２、Ｐ８及びＰ
９は、乗算器１６に差動電流を供給する．この差動電流
は、抵抗６６とＮチャンネルＭＯＳデバイスＮ１８．Ｎ
１９と抵抗６８．７０を含む電流ソースによって確立さ
れるＵＳＮとＵＳＮ ＲＥＦと入力増幅器を流れる電
流との差の関数である． 乗算器１６は、主差動増幅器１８の電圧出力に従って入
力増幅器１０からの電流を変調するトランジスタＱＩＯ
及びＱｌｌを含んでいる．Ｐ１２及びＰ１３は、乗算器
１６のトランジスタＱｌｌを通って流れる電流を、この
電流を電圧に変換する抵抗７２に反映する．抵抗７２の
両端のコンデンサ７４は安定化のためのものである．主
増幅器１８は、トランジスタＮ２０及び抵抗８０を含ん
でいる電流ソースに接続されているトランジスタＱ１４
−Ｑ１７及び抵抗７６．７８を含んでいる．増幅器１８
は、Ｑ１６のベースの電圧を増幅し、ノードＡ及びＢか
ら増幅器１６に差動制御電圧をフィードバックする． ＵＳＮ電圧がトリップ点を下回ると、乗算器１６を電流
が流れ始める．この電流は、閉ループフィードバックを
行うノード電圧Ａ及びＢの関数として乗算器１６のＱ１
０及びＱｌｌを通して操作される．乗算器ｌ６の出力電
流は、抵抗７２の両端に反映され、これにより主増幅器
１８の入力に適用される減衰電圧を発生する．ＵＳＮの
電圧が低下すると、減衰電圧が増大し、これにより、ノ
ードＡの電圧が低下し、ノードＢの電圧が増大する．こ
れにより、乗算器１６は、抵抗７２の両端を流れる乗算
器電流のパーセンテージを減衰し始める． ノードＡ及びＢにおける差動電圧は、従回路Ｑ２１−Ｑ
２４にも適用され、これらの従回路は、可変減衰をＬ＋
Ｒ信号電流に適用する．ノードＡにおける電圧が低下す
ると、従増幅器２０の出力電流がより少ないＡＣ情報及
び同じＤＣ情報を含み、これにより信号の減衰を行う．
この高い利得段及びフィードバックに因って、ＵＳＮが
ＵＳＮＦｔＥＦより低い時、ＵＳＮ電圧とオーディオ利
得の間には直線的な相関関係が確立される．ｔｋ終的な
利得は、利得段の入力増幅器１０と抵抗７２を通る電流
によって設定される． 本発明の閉ループオーディオ減衰器は、厳しい雑音状態
をより許容できるものにするために全体的な量の削減を
行う．回路め閉ループ特性の故に、予期される雑音曲線
に対して精密且つ予想可能な減衰レベルを設計すること
ができる．３つの重要なパラメータは、利得（全量削減
）、トリップ点（減衰作用が開始するＵＳＮレベル）、
及び時定数（ＵＳＮの乱れに対する応答時間）である．
利得は、開ループ利得によって決定され、特に、これは
、入力増幅器１０《第２図》の利得を調節することによ
り最も簡単に変化する．トリップ点は、入力増幅器１０
における参照電圧によって決定され、時定数は、タイマ
部分１２のＲＣネットワクの値によって決定される．
性オーディオ処理に関し、より詳細には、減衰が所望さ
れる極めて狭い範囲の制御信号にわたって正確な減衰制
御を行う閉ループオーディオ減衰器に関する． １肌立豆遣 感知される信号対雑音比を向上するための雑音の削減は
、ＦＭ受信機に適用される典敷的なオーディオプロセッ
サの主機能である．これらの回路は通常、ステレオ復号
化が行われた後、検出されたオーディオ信号に適用され
る．３つの最も一般的に応用されるオーディオ処理機構
は、混合、ロールオフ、及びオーディオ減衰（即ちミュ
ート）である．混合は、Ｌ−Ｒ成分の削減であり、ロー
ルオフは、高周波数成分（雑音はプログラム材料によっ
て簡単にはマスクされない）の削減であり、オーディオ
減衰は、漸次スケルチ型作用における全オーディオ信号
レベルの削減である．信号状態が低下すると、これらの
機構は、視聴者によって感知されるような分裂的な効果
を最小限に抑えるためにこの順序で適用される．一般的
に、ＲＦ信号が５０乃至１００μ■を下回った時あるい
はわずかな信号の乱れの期間中に適用され、一方ロール
オフ及び減衰は状態がひどく低下した時にのみ適用され
るのが最上の方法である．オーディオ処理の応用は、Ｆ
Ｍ受信機の多重経路干渉及び信号の損失の応答特性に大
幅に依存する．特に、弱信号状態にある検知器の雑音出
力は、ロールオフ及び減衰の両方のしきいを決定する．
これは、ＦＭ検知器のためのＳ／Ｎ対ＲＦ入力の相対的
な急激性に因る．信号レベルが低下すると、雑音特性は
、受信機の最低雑音、アンテナにおける熱雑音、及び検
出器発生（補捉）雑音によって影響を受ける３つの明確
な領域に分割され得る．第１図に図示のグラフはこの挙
動を示している．混合は通常、アンテナにおける熱雑音
がステレオＳ／Ｎを限定し始めるとすぐに適用される．
ここで銘記すべきように、ステレオＳ／Ｎ比は、この時
点でのモノよりも約２３ｄＢ低い．ロールオフは、検出
器が雑音力の大部分に寄与する、例えば、１０μＶ下の
点において適用されるのが最上の方法である．最後に、
全Ｓ／Ｎ比が低下し、最低雑音が全力検出オーディオの
約２０ｄＢ以内に上昇すると、全雑音量を視聴者の不快
な点の下に保持するためにオーディオ減衰作用を適用す
るのが好ましい． ＦＭ検出器雑音特性の勾配に応じて、オーディオ減衰器
の必要性が変わる．特定の受信機によると、この勾配は
かなりゆるやかであり、２つの曲線《検出されたオーデ
ィオ及び雑音》の収束点はより低いオーディオレベルに
なる．斯かる受信機の場合、オーディオ減衰器の必要性
は大きくなかった．しかしながら、ハードリミット切り
替えコンデンサ型ＦＭ検出器は、かなり急峻な雑音勾配
を有しており、弱信号状態又は無信号状態で視聴特性を
向上するためにオーディオ減衰器を必要とする．主観的
な法則として、最低雑音のレベル《信号強度が低下する
と増大する》は、全静１００％変調オーディオの少なく
とも２２ｄＢ下に保持すべきである．本発明によると、
これらの条件が確実に満たされる閉ループオーディオ減
衰器回路が提供される． 九匪五！ヱ 超音波雑音（ＵＳＮ）は、低ＲＦレベルにおける信号強
度を良好に示す．本発明によると、ＵＳＮ、従っ．て低
ＲＦ信号レベルにおける信号強度の変化に対する制御さ
れた予想可能な反応を行うオーディオ減衰器が開示され
る．この減衰器は、乗算器に閉ルーフ“回路で接続され
ている差動増幅器及び利得段を含む主部分を含んでいる
．この閉ループの前には、入力増幅器が置かれており、
この入力増幅器は、ＲＣ時定数回路を通してＵＳＮ入力
に応答する．この時定数は、ＵＳＮ電圧の変化によって
決定されるような信号の乱れ減衰器が如何に速く反応す
るかを決定する．利得段からの信号に対する主部分の応
答特性は、従部分によって反映され、この従部分は実際
のオーディオ信号減衰を適用する．この閉ループ構成に
よってこの直線的制御作用が非常に低い範囲に限定され
る．この範囲を外れると、この回路は、全減衰（１５２
０ｄＢ定格）又は無減衰（ＯｄＢ）のどちらかを行う．
この閉ループ構成を用いることか好ましいのは、大量の
減衰作用が必要とされるＵＳＮ検出器の出力における重
要な電圧範囲かＵＳＮ電圧の範囲全体に比べて非常に小
さい故である．好ましい 方例の０明 図面について説明する．第１図は、帯域内可聴雑音の超
音波雑音（ＵＳＮ）−即ち検出復合信号（１ ００−２
００ＫＨｚ）の超音波周波数範囲に対する相間関係を示
している．幾つかの可能なオーディオ処理フラグ（ＡＧ
Ｃレベル、ＡＧＣにおけるＡＭの乱れ、ＡＭレベル、１
９ＫＨｚパイロット雑音等）の中で、ＵＳＮレベルは
、最大ダイナミック範囲を有する帯域内雑音を最も信顆
的に表している．ｔｒｓＮｔ圧は、検出された複合信号
内の高周波数（ １ ０ ０ＫＨｚ−２ ０ ０ＫＨｚ
）雑音帯域を帯域Ｐ波し、この後、これを整流して約
ＩＫＨｚに低減枦波することにより発生され得る．その
結果得られるＤＣ制御電圧（静状態を表す任意の参照電
圧に参照される）は、雑音レベルを正確に表している． 本発明に係る閉ルーグ減衰器の機能は、ＵＳＮ電圧に対
する制御された予想可能な反応を行うことである．第２
図に示されているように、ＵＳＮ電圧は、ＲＣ時定数回
路を通して入力増幅器１０の一方の入力に適用される．
この時定数は、ＵＳＮ電圧の変化に対して減衰器が如何
に゛速く反応するかを決定する．増幅器１０の他方の入
力は、増幅器１０のトリップ点を決定するＵＳＮ参照電
圧に接続されている．ＵＳＮｔｈ圧に対する制御された
予想可能な反応は、増幅器１０の出力に応答し且つ出力
差動増幅器１８の出力に応答する乗算器１６を含む閉ル
ープ回路に利得段１４を用いることにより達成される．
なお、出力差動増幅器１８は、利得段１４の出力に応答
する．出力増幅器の出力は、実際のオーディオ信号減衰
を適用する従差動増幅器２０によって反映される．この
閉ループ構成によって、この直線的制御作用が第３図に
示すように非常に狭い範囲に限定される。この範囲を外
れると、この回路は、全減衰（１５−２０ｄＢ定格》あ
るいは無減衰《ＯＢ）のどちらかを行う．Ｓ／Ｎ曲線に
対する減衰器の効果が第４図に示されている． 受信機のＬ＋Ｒ信号ステアリング部分のブロック図が第
５図に示されている．Ｌ−１−４入力信号は、電圧対電
流変換器２４に直接供給され且つ低域フィルタ２６を通
して電圧対電流変換器２８に供給され、これによりＬ＋
Ｒ信号の直接及び低域Ｐ波変化電流型信号が生成される
．直接及び低域沢渡信号は、乗算器３２及び３４に適用
され、これらの乗算器は、ロールオフＲＥＦに対すして
ロールオフの電圧レベルに比例して差動増幅器３ｏがら
制御される．ロールオフが非常に高い場合、この直接信
号は１を乗算され、低域ｒ波信号は０を乗算され、斯く
してこれらの信号が加算器３６において加算されると直
接信号のみが生成される．ロールオフがロールオフＲＥ
Ｆに対して非常に低い場合、直接信号は０を乗算され、
低域Ｐ波信号は、１を乗算され、これによりこれらの信
号が加算されると、ロールオフされた信号のみが結果と
して生成される．同機にして、増幅器３ｏが任意のロー
ルオフレベルにおいて部分的にのみ傾斜すると、直接及
び低域Ｐ波信号の比例的混合に因って部分的にロールオ
フされた信号が生成する．同様にして、閉ループオーデ
ィオ減衰器は、主増幅器１８に適用される減衰ＲＥＦ及
び′＄４表電圧との相関間係に従ってロールオフ乗算器
から到達する信号電流及び電流ソースから到達する１０
０μＡ静電流を操作する乗算器３８及び４ｏを含んでい
る．この結果、加算器４４の出力において信号と静電流
の比例的な混合がおこなわれる．加算器４４の出力は、
トランジスタＰ２５，Ｐ２６及び抵抗４５．４７を含ん
でいる電流ミラー４６に適用される．ｔ流ミラー４６と
電流ソース４８間の差は、増幅器５０及び抵抗４９及び
５１を含む出力段に適用される． ここで第６図について説明する．時定数部分１２は、抵
抗５２及びコンデンサ５４を含んでおり、ＵＳＮ電圧に
Ｐ波を適用し、急激な雑音変動の結果としてオーディオ
信号の過大なチューイング又は変調を防止する．この入
力増幅器は、バイボーラトランジスタＱｌ，Ｑ２、Ｐチ
ャンネルＭＯＳトランジスタＰ８，Ｐ９、並びに抵抗５
６．５８を含んでいる．Ｑ１及びＱ２は、トランジスタ
Ｑ２のペースに接続されている固定抵抗６０．６２及び
可変抵抗６４によって確立されるトリップ点ＵＳＮ
ＲＥＦと共に差動入力対を形成する．Ｐ８及びＰ９は、
入力増幅器１０を乗算器１６に連結するために電流ミラ
ーを形成する．この入力増幅器Ｑｌ，Ｑ２、Ｐ８及びＰ
９は、乗算器１６に差動電流を供給する．この差動電流
は、抵抗６６とＮチャンネルＭＯＳデバイスＮ１８．Ｎ
１９と抵抗６８．７０を含む電流ソースによって確立さ
れるＵＳＮとＵＳＮ ＲＥＦと入力増幅器を流れる電
流との差の関数である． 乗算器１６は、主差動増幅器１８の電圧出力に従って入
力増幅器１０からの電流を変調するトランジスタＱＩＯ
及びＱｌｌを含んでいる．Ｐ１２及びＰ１３は、乗算器
１６のトランジスタＱｌｌを通って流れる電流を、この
電流を電圧に変換する抵抗７２に反映する．抵抗７２の
両端のコンデンサ７４は安定化のためのものである．主
増幅器１８は、トランジスタＮ２０及び抵抗８０を含ん
でいる電流ソースに接続されているトランジスタＱ１４
−Ｑ１７及び抵抗７６．７８を含んでいる．増幅器１８
は、Ｑ１６のベースの電圧を増幅し、ノードＡ及びＢか
ら増幅器１６に差動制御電圧をフィードバックする． ＵＳＮ電圧がトリップ点を下回ると、乗算器１６を電流
が流れ始める．この電流は、閉ループフィードバックを
行うノード電圧Ａ及びＢの関数として乗算器１６のＱ１
０及びＱｌｌを通して操作される．乗算器ｌ６の出力電
流は、抵抗７２の両端に反映され、これにより主増幅器
１８の入力に適用される減衰電圧を発生する．ＵＳＮの
電圧が低下すると、減衰電圧が増大し、これにより、ノ
ードＡの電圧が低下し、ノードＢの電圧が増大する．こ
れにより、乗算器１６は、抵抗７２の両端を流れる乗算
器電流のパーセンテージを減衰し始める． ノードＡ及びＢにおける差動電圧は、従回路Ｑ２１−Ｑ
２４にも適用され、これらの従回路は、可変減衰をＬ＋
Ｒ信号電流に適用する．ノードＡにおける電圧が低下す
ると、従増幅器２０の出力電流がより少ないＡＣ情報及
び同じＤＣ情報を含み、これにより信号の減衰を行う．
この高い利得段及びフィードバックに因って、ＵＳＮが
ＵＳＮＦｔＥＦより低い時、ＵＳＮ電圧とオーディオ利
得の間には直線的な相関関係が確立される．ｔｋ終的な
利得は、利得段の入力増幅器１０と抵抗７２を通る電流
によって設定される． 本発明の閉ループオーディオ減衰器は、厳しい雑音状態
をより許容できるものにするために全体的な量の削減を
行う．回路め閉ループ特性の故に、予期される雑音曲線
に対して精密且つ予想可能な減衰レベルを設計すること
ができる．３つの重要なパラメータは、利得（全量削減
）、トリップ点（減衰作用が開始するＵＳＮレベル）、
及び時定数（ＵＳＮの乱れに対する応答時間）である．
利得は、開ループ利得によって決定され、特に、これは
、入力増幅器１０《第２図》の利得を調節することによ
り最も簡単に変化する．トリップ点は、入力増幅器１０
における参照電圧によって決定され、時定数は、タイマ
部分１２のＲＣネットワクの値によって決定される．
第１図は、雑音特性を信号強度の関数として示している
グラフ、第２図は、本発明に係る閉ルプ減衰器のブロッ
ク図、第３図は、減衰の直線的制御が適用される範囲を
締すすグラフ、第４図は、本発明の閉ループ減衰器のＳ
／Ｎ曲線に対する効果を示すグラフ、第５図は、Ｌ＋４
ステアリング部分のブロック図、第６図は、本発明に係
る詳細な略図。 １０・・・入力増幅器、 １２・・・時間遅延手段
、１４・・・利得段、 １６・・・電流増幅器
、１８・・・主差動増幅器、 ２０・・・従差動増幅器
．（外４名） ＲＦイ霧号畑りｔ（りい ＦＩＧ．１ ＦＩＧ．３
グラフ、第２図は、本発明に係る閉ルプ減衰器のブロッ
ク図、第３図は、減衰の直線的制御が適用される範囲を
締すすグラフ、第４図は、本発明の閉ループ減衰器のＳ
／Ｎ曲線に対する効果を示すグラフ、第５図は、Ｌ＋４
ステアリング部分のブロック図、第６図は、本発明に係
る詳細な略図。 １０・・・入力増幅器、 １２・・・時間遅延手段
、１４・・・利得段、 １６・・・電流増幅器
、１８・・・主差動増幅器、 ２０・・・従差動増幅器
．（外４名） ＲＦイ霧号畑りｔ（りい ＦＩＧ．１ ＦＩＧ．３
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、所定の範囲のＲＦ信号強度にわたって実質的に直線
のオーディオ減衰を行うＦＭステレオ受信機用オーディ
オ減衰器回路において、上記回路が、差動制御信号に従
ってＬ＋Ｒ信号と静信号の比例量を合成し、これにより
減衰されたオーディオ信号を生成するための従部分（２
０）を含み、参照電圧に且つ利得段からの入力電圧に応
答する主差動増幅器（１８）を含み且つ差動制御信号を
出力として提供する制御手段、所定の期間及び大きさを
有する超音波雑音入力に応答する入力増加幅器（１０）
、及び上記主差動増幅器の上記差動制御信号に従つて上
記入力増幅器の電流出力を変調するための且つ上記利得
段に上記変調電流出力を適用するための電流乗算器（１
６）を含むことを特徴とするＦＭステレオ用オーディオ
減衰器回路。 ２、上記入力増幅器が超音波雑音（ＵＳＮ）と参照電圧
との差に応答し、上記制御手段が上記電流乗算器、上記
主差動増幅器、上記差動増幅器の入力に接続されている
上記利得段を含む閉ループ回路であり、上記従部分が、
上記ＵＳＮ電圧の関数として減衰されたオーディオ出力
信号を生成するために上記主差動増幅器の出力に従つて
Ｌ＋Ｒ信号電流と静電流の上記比例的な量を合成するた
めの従差動増幅器（２０）であることを特徴とする上記
ＵＳＮに対する制御された予想可能反応を行う請求項１
記載のオーディオ減衰器回路。 ３、上記回路が一方の入力において超音波雑音参照電圧
（ＵＳＮ ＲＥＦ）に応答する上記入力差動増幅器を含
む超音波雑音検出器及び上記超音波雑音入力（ＵＳＮ）
を上記入力差動増幅器の第２入力に適用する時間遅延手
段であつて、雑音入力における変化に対する応答時間を
確立するための時間遅延手段を含み、上記入力増幅器が
、上記入力雑音信号が上記雑音基準を超える量に比例す
る出力電流を提供し、上記主差動増幅器が、減衰参照入
力（ＡＴＴＥＮ ＲＥＦ）に応答し、上記利得段が減衰
入力電圧（ＡＴＴＥＮ）を上記主差動入力に供給し、上
記主差動増幅器が上記減衰参照入力（ＡＴＴＥＮ ＲＥ
Ｆ）と上記減衰入力（ＡＴＴＥＮ）との差の関数として
差動出力電圧を提供し、上記電流増幅器が上記主差動増
幅器の電圧出力によって上記入力差動増幅器からの電流
を変調し、上記変調電流を上記利得段に供給し、上記従
差動増幅器がＬ＋Ｒ信号電流と静電流の比例的量を上記
主差動増幅器の差動電圧出力の関数として合成すること
により上記オーディオ出力信号を発生することを特徴と
する請求項２記載のオーディオ減衰器回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US340834 | 1989-04-20 | ||
| US07/340,834 US4901350A (en) | 1989-04-20 | 1989-04-20 | Closed-loop audio attenuator |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02295321A true JPH02295321A (ja) | 1990-12-06 |
Family
ID=23335125
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2101549A Pending JPH02295321A (ja) | 1989-04-20 | 1990-04-17 | 閉ループオーディオ減衰器 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4901350A (ja) |
| EP (1) | EP0393842A3 (ja) |
| JP (1) | JPH02295321A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013074554A (ja) * | 2011-09-29 | 2013-04-22 | Icom Inc | 利得制御回路、ｆｍ受信機およびコンピュータプログラム |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5661810A (en) * | 1993-03-24 | 1997-08-26 | Robert Bosch Gmbh | Circuit arrangement for deriving signals for masking audio signals |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5672551A (en) * | 1979-11-19 | 1981-06-16 | Hitachi Ltd | Frequency modulation receiver |
| JPS6388922A (ja) * | 1986-10-01 | 1988-04-20 | Pioneer Electronic Corp | Ｆｍステレオチユ−ナ |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4198543A (en) * | 1979-01-19 | 1980-04-15 | General Motors Corporation | Stereo composite processor for stereo radio receiver |
| JPS5646352U (ja) * | 1979-09-17 | 1981-04-25 | ||
| JPS5646346A (en) * | 1979-09-21 | 1981-04-27 | Hitachi Ltd | Control system for fm stereo demodulation |
| JPS6053342A (ja) * | 1983-09-02 | 1985-03-27 | Nec Corp | 制御回路 |
-
1989
- 1989-04-20 US US07/340,834 patent/US4901350A/en not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-03-16 EP EP19900302871 patent/EP0393842A3/en not_active Ceased
- 1990-04-17 JP JP2101549A patent/JPH02295321A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5672551A (en) * | 1979-11-19 | 1981-06-16 | Hitachi Ltd | Frequency modulation receiver |
| JPS6388922A (ja) * | 1986-10-01 | 1988-04-20 | Pioneer Electronic Corp | Ｆｍステレオチユ−ナ |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013074554A (ja) * | 2011-09-29 | 2013-04-22 | Icom Inc | 利得制御回路、ｆｍ受信機およびコンピュータプログラム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0393842A2 (en) | 1990-10-24 |
| EP0393842A3 (en) | 1991-08-07 |
| US4901350A (en) | 1990-02-13 |
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