JPH0229991B2 - - Google Patents
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- JPH0229991B2 JPH0229991B2 JP53059226A JP5922678A JPH0229991B2 JP H0229991 B2 JPH0229991 B2 JP H0229991B2 JP 53059226 A JP53059226 A JP 53059226A JP 5922678 A JP5922678 A JP 5922678A JP H0229991 B2 JPH0229991 B2 JP H0229991B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- signal
- output
- slope
- generation circuit
- Prior art date
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- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はサンプリング装置を有するたとえばサ
ンプリングオシロスコープ等の信号抽出演算装置
に関するものである。
ンプリングオシロスコープ等の信号抽出演算装置
に関するものである。
一般にサンプリング装置を有するオシロスコー
プ等から被測定信号のサンプリング出力を得るこ
とができる。しかしこれらの出力にはブラウン管
のスクリーンに映る位置調整用の修正信号を含ん
でいたり、ほとんどの被測定信号に直流分が重畳
されているために信号の大きさを直接に示すもの
ではない。すなわち一般にこれらの出力は（信号
成分）＋（信号の直流成分）＋（測定器ドリフト分）
＋（測定器直流成分）の和として提供される。こ
のため被測定信号波形中の任意の二点間の電圧差
を読みとることは困難である。
プ等から被測定信号のサンプリング出力を得るこ
とができる。しかしこれらの出力にはブラウン管
のスクリーンに映る位置調整用の修正信号を含ん
でいたり、ほとんどの被測定信号に直流分が重畳
されているために信号の大きさを直接に示すもの
ではない。すなわち一般にこれらの出力は（信号
成分）＋（信号の直流成分）＋（測定器ドリフト分）
＋（測定器直流成分）の和として提供される。こ
のため被測定信号波形中の任意の二点間の電圧差
を読みとることは困難である。
この二点の電圧を得るためにサンプリング回路
を二個設けることが容易に考えられるが、サンプ
リング回路は特に高周波特性や直流電圧オフセツ
トが、部品の特性バラツキや回路の組立バラツキ
と温度変化の影響を受けて、大きくばらつくた
め、二点の電圧出力にそれぞれ異なつた誤差が生
じるのでこの方法を用いることは困難である。
を二個設けることが容易に考えられるが、サンプ
リング回路は特に高周波特性や直流電圧オフセツ
トが、部品の特性バラツキや回路の組立バラツキ
と温度変化の影響を受けて、大きくばらつくた
め、二点の電圧出力にそれぞれ異なつた誤差が生
じるのでこの方法を用いることは困難である。
本発明はこれらの欠点を改良したサンプリング
装置を含む信号抽出演算装置を提供するものであ
る。以下第１図〜第５図を用いて実施例とともに
説明する。
装置を含む信号抽出演算装置を提供するものであ
る。以下第１図〜第５図を用いて実施例とともに
説明する。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図
で、被測定信号ａは同期信号取出回路１を経て同
期信号源選択スイツチ２によりその他の同期信号
ｂと選択され、同期回路３で傾斜信号起動信号を
発生せしめ、傾斜信号発生回路４を駆動する。傾
斜信号は可変電圧源回路５により提供されるサン
プリング時刻制御用信号とともに比較器６に加わ
りその出力はサンプリングパルス発生回路７に供
給される。このサンプリングパルス発生回路７か
ら出力されたサンプリングパルスはサンプリング
ゲートおよびホールド回路８に供給され、同じく
回路８に加えられる被測定信号をサンプリングす
る。
で、被測定信号ａは同期信号取出回路１を経て同
期信号源選択スイツチ２によりその他の同期信号
ｂと選択され、同期回路３で傾斜信号起動信号を
発生せしめ、傾斜信号発生回路４を駆動する。傾
斜信号は可変電圧源回路５により提供されるサン
プリング時刻制御用信号とともに比較器６に加わ
りその出力はサンプリングパルス発生回路７に供
給される。このサンプリングパルス発生回路７か
ら出力されたサンプリングパルスはサンプリング
ゲートおよびホールド回路８に供給され、同じく
回路８に加えられる被測定信号をサンプリングす
る。
サンプリングゲートおよびホールド回路８で得
られたサンプリング信号はアナログ−デジタル変
換回路９にてデジタル信号に変換され、レジスタ
を備えた演算回路１０にて可変電圧源回路５の指
示に従い演算出力ｃを発生する。
られたサンプリング信号はアナログ−デジタル変
換回路９にてデジタル信号に変換され、レジスタ
を備えた演算回路１０にて可変電圧源回路５の指
示に従い演算出力ｃを発生する。
第２図および第３図は第１図に示した実施例の
具体例を示すものである。同期信号取出回路１は
キヤパシタンスC1とインダクタンスL1，L2から
成る整合型分岐回路とトランジスタQ1による緩
衝増幅器から成り、同期回路３は同期レベル比較
用比較器U1とエサキダイオードD1を主構成素子
とした回路で波形成形をし、インダクタンスL3
とキヤパシタンスC2による微分回路で傾斜信号
起動用パルス信号を形成する。また傾斜信号発生
回路４はゲート回路U2−U3およびゲート回路U4
−U5による二つの二安定回路とトランジスタQ2，
Q3、抵抗R1、キヤパシタンスC3およびトランジ
スタQ4、抵抗R2、キヤパシタンスC4をそれぞれ
主体とする二つの積分回路とから構成されてお
り、出力はトランジスタQ5，Q6による温度補
償形緩衝増幅器を介して提供される。なお第２図
の傾斜信号発生回路４の動作については十分に周
知のものであり省略する。
具体例を示すものである。同期信号取出回路１は
キヤパシタンスC1とインダクタンスL1，L2から
成る整合型分岐回路とトランジスタQ1による緩
衝増幅器から成り、同期回路３は同期レベル比較
用比較器U1とエサキダイオードD1を主構成素子
とした回路で波形成形をし、インダクタンスL3
とキヤパシタンスC2による微分回路で傾斜信号
起動用パルス信号を形成する。また傾斜信号発生
回路４はゲート回路U2−U3およびゲート回路U4
−U5による二つの二安定回路とトランジスタQ2，
Q3、抵抗R1、キヤパシタンスC3およびトランジ
スタQ4、抵抗R2、キヤパシタンスC4をそれぞれ
主体とする二つの積分回路とから構成されてお
り、出力はトランジスタQ5，Q6による温度補
償形緩衝増幅器を介して提供される。なお第２図
の傾斜信号発生回路４の動作については十分に周
知のものであり省略する。
傾斜信号出力とサンプリング時刻に相当する
電圧値を有するサンプリング時刻制御用信号ｈを
可変電圧源回路５から受けて比較器６はその比較
出力でサンプリングパルス発生回路７のエサキダ
イオードD2を主体とするパルス成形回路を駆動
し、トランジスタQ7を主体とする増幅成形回路
でサンプリングパルスを形成し同じくトランジス
タQ8を主体とする増幅成形回路にてサンプルホ
ールドパルスを形成せしめる。サンプリングゲー
トおよびホールド回路８は平衡形サンプリングパ
ルスをキヤパシタンスC5，C6から受けるダイオ
ードD3，D4，D5，D6を主体とするサンプリング
ゲートとトランジスタQ10とキヤパシタンスC7に
よるホールド回路から成り、トランジスタQ9，
Q11，Q12からなる緩衝用高入力抵抗増幅回路を
それぞれ段間に置いている。
電圧値を有するサンプリング時刻制御用信号ｈを
可変電圧源回路５から受けて比較器６はその比較
出力でサンプリングパルス発生回路７のエサキダ
イオードD2を主体とするパルス成形回路を駆動
し、トランジスタQ7を主体とする増幅成形回路
でサンプリングパルスを形成し同じくトランジス
タQ8を主体とする増幅成形回路にてサンプルホ
ールドパルスを形成せしめる。サンプリングゲー
トおよびホールド回路８は平衡形サンプリングパ
ルスをキヤパシタンスC5，C6から受けるダイオ
ードD3，D4，D5，D6を主体とするサンプリング
ゲートとトランジスタQ10とキヤパシタンスC7に
よるホールド回路から成り、トランジスタQ9，
Q11，Q12からなる緩衝用高入力抵抗増幅回路を
それぞれ段間に置いている。
アナログ−デジタル変換回路９の出力を受ける
レジスタおよび演算回路１０は少くとも２個のレ
ジスタU6，U7とデジタル加減算器U8から成り、
可変電圧源回路５からのタイミング信号によりサ
ンプリング出力を適宜読み込み加算、減算を行
い、その出力Ｃを提供する。
レジスタおよび演算回路１０は少くとも２個のレ
ジスタU6，U7とデジタル加減算器U8から成り、
可変電圧源回路５からのタイミング信号によりサ
ンプリング出力を適宜読み込み加算、減算を行
い、その出力Ｃを提供する。
なお第３図中１１は信号のタイミング上必要に
応じ設けた遅延回路である。第４図は第１図、第
２図および第３図に示した本発明の実施例を用い
て動作を行わせしめた場合の波形図である。たと
えば被測定信号がＡに示すような波形の場合に、
同期回路３の同期を電圧V0からV1に移る時刻t0
に合わせたとするとＢの如き傾斜信号と傾斜信号
発生回路４において発生させることが可能とな
る。この傾斜信号に対応して可変電圧源回路５に
よつて周期毎に選択される電位E1，E2，E3，E4，
E5の如き定常信号のいずれかを比較器６に加え
るとサンプリングパルスは傾斜信号がこの比較電
圧と交叉する近傍、すなわち時刻t1，t2，t3，t4，
t5のいずれかに於てＣに示すようにパルスP1，
P2，P3，P4，P5のいずれか一つとして発生させ
ることが可能となる。このサンプリングパルスは
Ａに示した波形のV1，V2，V3，V4，V0に対応す
る出力を得ることになる。今、たとえば第１周期
の一定期間に比較器６にE2を加えて時刻T2にサ
ンプリングパルスP2を発生してサンプリングを
行わせしめ、次の第２周期の一定期間に比較器６
にE3を加えて時刻T3にサンプリングパルスP3を
発生しサンプリングを行わせしめ、各期間のサン
プリング出力を各期間にアナログ−デジタル変換
器９でAD変換する。そして可変電圧源回路５は
E2が発生するときはレジスタU6、E3が発生する
ときはレジスタU7を動作させE2，E3のときのサ
ンプリング値を別個のレジスタU6，U7へ読み込
みを行わせる。次にそれぞれのレジスタの出力を
加減算器８で減算せしめてV3−V2間の差に対応
するデジタル出力を得ることができる。この差の
出力にはV2およびV3に等しく含まれる信号成分
すなわち直流成分は測定装置のドリフト成分ある
いはサンプリングオシロスコープ等に見られる位
置調整用直流電圧の除去等を行わしめることが可
能となる。比較用信号E1，E2，E3，E4，E5は連
続的に設定できるものであり、一定速度に変化さ
せながら動作を継続させることはすなわち従来の
サンプリング装置の持つ機能に一致する。
応じ設けた遅延回路である。第４図は第１図、第
２図および第３図に示した本発明の実施例を用い
て動作を行わせしめた場合の波形図である。たと
えば被測定信号がＡに示すような波形の場合に、
同期回路３の同期を電圧V0からV1に移る時刻t0
に合わせたとするとＢの如き傾斜信号と傾斜信号
発生回路４において発生させることが可能とな
る。この傾斜信号に対応して可変電圧源回路５に
よつて周期毎に選択される電位E1，E2，E3，E4，
E5の如き定常信号のいずれかを比較器６に加え
るとサンプリングパルスは傾斜信号がこの比較電
圧と交叉する近傍、すなわち時刻t1，t2，t3，t4，
t5のいずれかに於てＣに示すようにパルスP1，
P2，P3，P4，P5のいずれか一つとして発生させ
ることが可能となる。このサンプリングパルスは
Ａに示した波形のV1，V2，V3，V4，V0に対応す
る出力を得ることになる。今、たとえば第１周期
の一定期間に比較器６にE2を加えて時刻T2にサ
ンプリングパルスP2を発生してサンプリングを
行わせしめ、次の第２周期の一定期間に比較器６
にE3を加えて時刻T3にサンプリングパルスP3を
発生しサンプリングを行わせしめ、各期間のサン
プリング出力を各期間にアナログ−デジタル変換
器９でAD変換する。そして可変電圧源回路５は
E2が発生するときはレジスタU6、E3が発生する
ときはレジスタU7を動作させE2，E3のときのサ
ンプリング値を別個のレジスタU6，U7へ読み込
みを行わせる。次にそれぞれのレジスタの出力を
加減算器８で減算せしめてV3−V2間の差に対応
するデジタル出力を得ることができる。この差の
出力にはV2およびV3に等しく含まれる信号成分
すなわち直流成分は測定装置のドリフト成分ある
いはサンプリングオシロスコープ等に見られる位
置調整用直流電圧の除去等を行わしめることが可
能となる。比較用信号E1，E2，E3，E4，E5は連
続的に設定できるものであり、一定速度に変化さ
せながら動作を継続させることはすなわち従来の
サンプリング装置の持つ機能に一致する。
第５図は本発明の他の具体的な実施例で、第２
図におけるデジタル形のレジスタをアナログ回路
にて置き換えたもので、その出力もまたアナログ
信号として提供し得るものである。
図におけるデジタル形のレジスタをアナログ回路
にて置き換えたもので、その出力もまたアナログ
信号として提供し得るものである。
サンプリングゲートからの出力はトランジスタ
Q9による緩衝増幅器を通して提供されるがこの
出力はトランジスタQ10，Q11，Q12と同じ構成の
Q13，Q14，Q15によるホールド回路にも供給され
る。可変電圧源回路５によりトランジスタQ10と
トランジスタQ13のホールドゲート動作を切換え
ることによりキヤパシタンスC7とキヤパシタン
スC8に蓄積されるサンプリング出力を第４図Ａ
に示すV0，V1，V2，V3，V4のいずれか二つに対
応させることが可能となる。この出力は緩衝増幅
用トランジスタQ11とQ14よりそれぞれ差動増幅
回路U9に加えられ差信号出力Ｃを得ることがで
きる。
Q9による緩衝増幅器を通して提供されるがこの
出力はトランジスタQ10，Q11，Q12と同じ構成の
Q13，Q14，Q15によるホールド回路にも供給され
る。可変電圧源回路５によりトランジスタQ10と
トランジスタQ13のホールドゲート動作を切換え
ることによりキヤパシタンスC7とキヤパシタン
スC8に蓄積されるサンプリング出力を第４図Ａ
に示すV0，V1，V2，V3，V4のいずれか二つに対
応させることが可能となる。この出力は緩衝増幅
用トランジスタQ11とQ14よりそれぞれ差動増幅
回路U9に加えられ差信号出力Ｃを得ることがで
きる。
この構成によれば仮りにキヤパシタンスC7に
V0に対応する出力を蓄積させておきキヤパシタ
ンスC8に被測定信号全体を走査していくサンプ
リング出力を供給するならば、出力Ｃは第４図に
おけるV0レベルに対応する出力を基準としたV1，
V2，V3，V4に対応したものとすることができ
る。
V0に対応する出力を蓄積させておきキヤパシタ
ンスC8に被測定信号全体を走査していくサンプ
リング出力を供給するならば、出力Ｃは第４図に
おけるV0レベルに対応する出力を基準としたV1，
V2，V3，V4に対応したものとすることができ
る。
なお第２図、第５図におけるレジスタあるいは
ホールド回路は２つ以上設け、複雑な組合せをも
つた演算を行わしめ得ることもできる。
ホールド回路は２つ以上設け、複雑な組合せをも
つた演算を行わしめ得ることもできる。
以上の如く本発明によれば従来のサンプリング
装置が持つ欠点である、直流成分、測定装置のド
リフト成分、および位置調整用直流電圧成分等が
出力に現れることを改善することと、被測定信号
の任意の二点間の電圧を測定する機能とを、サン
プリング回路を複数に設けることなく、またサン
プリング回路を複数に設けた場合に新たに誤差が
生じることの弊害をも回避した、信号抽出演算装
置を提供できるという効果を有する。
装置が持つ欠点である、直流成分、測定装置のド
リフト成分、および位置調整用直流電圧成分等が
出力に現れることを改善することと、被測定信号
の任意の二点間の電圧を測定する機能とを、サン
プリング回路を複数に設けることなく、またサン
プリング回路を複数に設けた場合に新たに誤差が
生じることの弊害をも回避した、信号抽出演算装
置を提供できるという効果を有する。
第１図は本発明の一実施例による信号抽出演算
装置のブロツク図、第２図および第３図は要部の
詳細な構成を示す結線図、第４図はその波形図、
第５図は他の具体構成例を示す要部の結線図であ
る。 ３…同期回路、４…傾斜信号発生回路、５…可
変電圧源回路、６…比較器、７…サンプリングパ
ルス発生回路、８…サンプリングゲートおよびホ
ールド回路、１０…演算回路。
装置のブロツク図、第２図および第３図は要部の
詳細な構成を示す結線図、第４図はその波形図、
第５図は他の具体構成例を示す要部の結線図であ
る。 ３…同期回路、４…傾斜信号発生回路、５…可
変電圧源回路、６…比較器、７…サンプリングパ
ルス発生回路、８…サンプリングゲートおよびホ
ールド回路、１０…演算回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 傾斜信号を同期させるための同期回路と、こ
の同期回路により駆動される傾斜信号発生回路
と、この傾斜信号発生回路よりの傾斜信号の周期
信号により制御される可変電圧源回路と、前記傾
斜信号発生回路の傾斜信号出力と前記可変電圧源
回路の電圧出力とを２入力とする比較器と、この
比較器の出力により起動されるパルス発生回路
と、このパルス発生回路の出力パルスにより駆動
され被測定信号をサンプリングするゲートとその
出力を受ける緩衝用増幅器とから成るサンプリン
グ・ゲート回路と、このサンプリング・ゲート回
路の出力を受けるホールド回路と、このホールド
回路の出力をデイジタル信号に変換する回路と、
このデイジタル信号を受け前記可変電圧源回路か
らの電圧切換えタイミング信号により前記デイジ
タル信号を種別し、かつ種別したデイジタル信号
の間の加減演算を行いその結果を出力する回路と
からなる信号抽出演算装置。 ２ 傾斜信号を同期させるための同期回路と、こ
の同期回路により駆動される傾斜信号発生回路
と、この傾斜信号発生回路よりの傾斜信号の周期
信号により制御される可変電圧源回路と、前記傾
斜信号発生回路の傾斜信号出力と前記可変電圧源
回路の電圧出力とを２入力とする比較器と、この
比較器の出力により起動されるパルス発生回路
と、このパルス発生回路の出力パルスにより駆動
され被測定信号をサンプリングするゲートとその
出力を受ける緩衝用増幅器とから成るサンプリン
グ・ゲート回路と、このサンプリング・ゲート回
路の出力を受け前記可変電圧源回路からの電圧切
換えタイミング信号により前記サンプリング・ゲ
ート出力信号を種別してホールドするための２組
のホールド回路と、このホールド回路から得る２
つの出力を差動入力とする差動演算回路とから成
る信号抽出演算装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5922678A JPS54150176A (en) | 1978-05-17 | 1978-05-17 | Signal extracting and operating apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5922678A JPS54150176A (en) | 1978-05-17 | 1978-05-17 | Signal extracting and operating apparatus |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS54150176A JPS54150176A (en) | 1979-11-26 |
| JPH0229991B2 true JPH0229991B2 (ja) | 1990-07-03 |
Family
ID=13107239
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5922678A Granted JPS54150176A (en) | 1978-05-17 | 1978-05-17 | Signal extracting and operating apparatus |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS54150176A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6336154A (ja) * | 1986-07-30 | 1988-02-16 | Kenwood Corp | オツシロスコ−プ |
| JPS63101762A (ja) * | 1986-10-20 | 1988-05-06 | Sony Tektronix Corp | オシロスコ−プ |
| JPS63118669A (ja) * | 1986-11-07 | 1988-05-23 | Kenwood Corp | オツシロスコ−プ |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5023867A (ja) * | 1973-06-28 | 1975-03-14 |
-
1978
- 1978-05-17 JP JP5922678A patent/JPS54150176A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS54150176A (en) | 1979-11-26 |
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